第一章 概述
1-1单相串激电机设计进展
1． 单相串激电机的设计研究概述：为适应电动工具以及小型家用电器之应用需要，串激电机设计得到了长足进步。
2． 电磁设计上的进展：据估计每隔十年，单位重量出力提高20%~30%，可归纳如下：
(1) 提高电机转速; (2) 增大转子直径，提高定子/转子外径比D 2D 1。由0.52~0.56提高到0.54~0.59，
使定转子温升趋于平衡；
(3) 采用深槽定子，得益于采用了自动绕线机，可以采用较大的转子外经并缩短定
子匝长。可提高电机效率10%~20%；
(4) 提高电磁密度，适当提高激磁安匝。可以缩小结构尺寸，有利换向，提高电机
硬度；
(5) 减少冲片规格，提高通用性。降低成本，适应自动化批量生产；
1-2单向串激电机的设计要求
1． 电机设计的基本要求
（1） 功率要求，适当选取功率，综合平衡效率、温升、及体积之要求； （2） 效率和攻率因数的要求；
（3） 其它额定指标，包括启动转矩，最小转矩，最大转矩等； 2． 单相串激电机的设计特点及要求
（1） 额定工作点，额定输出转矩时电机应不低于额定转速；
（2） 控制换向火花，因换向无法计算，故要求严格控制火花相关的各设计参数； （3） 其它设计要求；
第二章 主要尺寸及电磁参数选取
1．主要尺寸D1,D 2及L
2-1 主要要尺寸及电磁负荷 2
确定电机主要尺寸，一般从计算D 2L 入手：
Pi ×6×2×104
D L =
αB δAn
22
（cm）
3
α——极弧系数，取0.6~0.7
B δ
———
，可有后式估算 P i ——电磁内功率（即通常所说的电磁功率）
气隙磁密（T），可按（图1—2）选取
n ——转速(r/min)
A ——线负荷（A/cm），可按（图1—2）选取
后述。转速n 越大，电机尺寸也越小，电机转速同样受到机械，换向等因素的制约。在此处，可用额定转速代入式中作计算。电磁功率P i 为通过气隙磁场，从定子侧传递到转子的功率可用下面经验公式计算：
从上式看出，AB δ 取值越大，电机尺寸越小，但AB δ取值受其他因素制约，详见
⎛1+η⎞
P i =P H ⎜⎜2η⎟⎟
⎝⎠
当η≤0.5
⎛4+5η⎞
P i =P H ⎜⎜9η⎟⎟
⎝⎠
当η＞0.5
上式中p H 为输出功率，可按额定输出功率带入计算。η为电机效率，可按额定效率代入计
算，当需要计算者确定时，可按（图1—1）选取，此为当前生产连续定额E,B 级绝缘的平
均效率曲线。
效率η
[***********]
40
[***********][***********][***********]00
（图1—1）效率与额定输出功率之关系
输出功率PH （W)
生的要求，同时考虑合适的长径比L D ，通常为0.5~1.5之间。较大的值使电机细长，铜利用率较高，但是制造工艺性较差，绕组挠度大，冷却差，漏抗大换向不利。确定D 后可
以方便的确定铁心叠长L 。 D D 的比值可在0.54~0.59之间选取，较大值适合于深槽转子，从而确定定子外径D 。 B 2．线负荷A 及气隙磁密电枢线负荷A 表示电枢外径圆周单位长度上的安匝，A 越大则尺寸越小，铜耗增大，
对于短时运行定额的电机或采用耐热等级更高绝缘的电机，效率值应下降。
2
确定D 2L 后，接着可确定电枢冲片的D 2值，应综合考虑电机使用条件，通用性及派
2
2
2
1
1
δ
线匝增多而导致换向恶化。因此
2
A 增大是有限制的。
A 可取小，反之亦然。但
从8-1式来看, D 2L 一定时，AB δ也是定值，B δ取得大则
二者取值都是受其他因素制约的，初步设计时可参照（图1—2）选取，该曲线是用于连续负载E,B 级绝缘单相串激电机，对于短时定额可适当提高
A =100~145 (A/cm)
B δ=0. 35~0. 55 (T)
2-2磁路参数选取
1.定转子安匝比和铁心各部分磁密 定转子匝比
8W 1
是一个重要的磁路控制参数，W 1为一个极的定子线圈匝数，N 为电枢
总导体数，匝比大小表示定、转子磁场的相对强弱情况，其值对电机性能、换向情况、机械特性硬度以及损耗效率都有影响，简单分析如下：
匝比大，定子主磁场强，电枢相对弱，则磁场畸变小，有利换向。
匝比大，定子主磁场强，磁路饱和度高，利于稳定转速，提高机械硬度。 匝比大，铜耗增大，温升增高，效率下降，定子电抗增大而功率因数降低。
实际上，匝比应维持合理范围，过大没有意义。当磁场足够饱和时，在增加定子激磁安
匝，定子磁场不会明显增强，因而失去了积极方面的意义，反倒使铜耗增加了。定转子安匝比推荐范围为0.85~1.3。功率小取大值，功率大（400W以上）取较小的值。
磁路的饱和程度是由铁心各部分磁密大小来决定的，由于结构的需要，各部分磁密不同。正常设计的电机，各部分磁密范围一般如下：
定子极身磁密 B p 0.6~0.9（T）
1.0~1.4（T）深槽定子 定子轭部磁密 B c 1 1.6~1.75（T） 电枢轭部磁密 B c 2 1.35~1.65（T）
A (A /c m ）
B δ(T ×10-2）
电枢齿部磁密 B t 1.65~1.8（T）
2.极弧系数α和气隙长度δ
极弧系数α是极弧长度和极距的比值。极弧系数越大，电机尺寸越小。但极弧系数过大则影响到换向区域，对火花不利。
当定子磁势为矩形波时，从傅丽叶级数分析，可看出各分量谐波随α值的变化情况（图1-3）。从图可见，当α为0.667时，3次分量为0(见图1-3)，所以一般α取0.667~0.7，若气隙采用不均匀设计时，α可放大。
气隙长度δ也是磁路重要参数，气隙中所分担的激磁磁势占全部激磁磁势的40%~50%。δ越长，磁势消耗越多，使定子绕组匝数增多，铜耗增加，并因定子电感增大，而使功率
δ增大也有好处，因数下降。可减弱电枢反应，
有利换向，并且也减弱齿槽效应，降低损耗，弱化定转子偏心带来不利的影响。单相串激电机δ通常取为0.3mm~0.9mm,小电机取较小值。选用计算式如下：
[***********]100908070
图1-2
PH/n (W/r/min）
基波%值
[1**********]00-10-20-30-40-50-60
图1-3
极弧系数α
τ. A −−4
δ=0. ⋅10
B δ
(cm)
90
100
[1**********]
20
30
40
50
70
80
10
60
60
τ=
2
2
极距（cm）
A , B δ可按图
e =
1－2选取为了改善换向，可采用非均匀气隙。非均匀气隙通过极弧偏心
（cm）
来实现（如图1－4）。其偏心量由下式计算：
1−cos
δ2−δ1
2
不均匀气隙的等效气隙按下式计算
δ' =
K δ=
2K δ
δ1
K δ+1
（cm）
δ2
δ1
δ1
图1-4不均匀气隙示意图 2-3绕组温升控制
电机绕组温升都有限制的规定,它是按照所使用的绝缘材料的耐热等级和使用寿命的需要而制定的。
通过热计算来控制温升,则计算反复且正确性差,所以工程上通过控制和绕组温升相关的参数来间接控制温升,实践证明是合理可行的。
1.限制A Δ2值来控制电枢绕组温升 电枢绕组铜耗直接影响电机发热，所以线负荷A 和电流密度Δ2的乘积可以用来控制绕组温升。为了控制温升不超过某一数值，只需控制A Δ2值不超过某一值即可。
为了给电磁设计提供合理的A Δ2值，应按照电机主要尺寸来计算A Δ2的限制。下式是计算A Δ2值的经验公式：
2
A Δ2=K A D 2Ln ⋅10−4
（
A A
） ⋅2
cm mm
D 2单位（cm）
其中系数K A 可根据额定输出功率P H 从图1－5中选取，此曲线适用于连续运行定额温升不超过70K 扇冷结构电机。
应该指出，在实际工程中，温升控制参数宜低于限值并留有裕度，以适应批量生产中的离散性。
2.限制I r 1的数值以控制定子绕组温升
直接影响定子温升的因素是定子铜耗I r 是定子电阻。因此只要控1, I 是电机主电流, r 1
制定子铜耗就能控制定子温升。定子绕组温升往往低于转子温升，这是正常的，是由电机结构和散热特点所决定的。但二者不可相差过大，否则说明材料利用不合理。
同样可用电机主要尺寸来计算定子铜耗的限值，计算式如下：
2
I 2r 1=K S D 2Ln ⋅10−4
n 值单位（r/min）
L 单位（cm）
2
2
（W）
系数K S 可根据定子外径D 1从图1－6选取。此曲线适用于连续运行定额及温升不超过60K 扇冷结构电机。
家用电器及电动工具用串激电机设计----2002.2
第三章 单相串激电动机的电磁设计程序
3-1校算分析程序、设计综合程序和优化设计程序
目前，常用的各种电机设计程序，多数校算分析程序。电机设计计算变量繁多，且约束
不够，因而只能做出一系列假设，在一定的假设下计算出一套结果，再返回去和假设条件比较，看是否相符。如果相符，则结果可信，反之需要重新调整假设，再次计算。如此循环，逐渐逼近，最终得到正确答案。校算分析程序存在多解情况，因而，设计者经验对设计结果存在很大影响。
3-2单相串激电动机电磁设计程序
1.程序简介
本程序主要用于输出功率为60-1200W、负载转速为6000-18000r/min的单相串激电机的设计计算。经实际使用验证，具有较高的计算正确性，但超出适用范围使用时，计算正确性会受到一定影响。
本程序属于校算分析程序，设计者经对设计方案的优劣会有影响。
本程序在步骤安排上，已考虑了尽可能减少计算上的反复，为此首先计算出转子，从而推算磁通，然后进行磁路计算，损耗计算，端电压校算，功率因数校算，功率校算。具体的设计计算方法及详细说明在程序中介绍。
2.电磁设计程序 额定数据
1额定输出功率
(W) P H =
2额定转速
（r/min） n H =
3额定输出转矩
(N.m) M H =
(M H
=
9. 56P H
) n H
4额定电压
(V) U H =
5额定频率
(HZ ) f H =
6额定效率
ηH =
7额定功率因数
cos ϕH =
额定数据是对计算任务所提出的要求，电磁计算的最终结果，就是在保证达到额定数据要求的前提下，确定定转子绕组及有关的结构参数。
结构参数（参见图2-1）
图2-1
1定子外径
D 1= 2定子内径
D 12= 3转子外径
（cm） （cm）
D 2= 4转子内径
D 22= 5铁芯长度
（cm） （cm） （cm） （cm）
L =
6气隙长度
δ= 7定子极宽
b p =
8定子极高
（cm） （cm）
（cm）
h p =
9定子轭高
h c 1=
(如非平行轭，h e 1取靠近最狭处的13处的轭高) 10定子槽宽
H ' = （cm） 11转子槽口宽度
b 0=
（cm）
12转子槽上部宽
（cm） b 1=
13转子槽口高度
h 0=
（cm）
14转子槽楔厚度
h = （cm） 15转子槽上部深
（cm） h 1=
16转子槽芯深度
（cm） h 2=
17转子槽底半径
R = （cm） 18转子齿宽
t = （cm）
（对非平行齿，t取靠近最狭处的13处的轭高） 19转子槽数
z =
20换向器外径
D c =
（cm）
21换向器片数
K = 22电刷长度
a b =
23电刷宽度
（cm） （cm）
b b =
结构参数是根据上章所述的设计原则以及运用几何、三角的计算公式而提出的，通过电
磁计算，结合绕组参数的设计，最后确定结构参数。在电磁计算过程中，发现已提出的结构参数不能符合原先设想的设计原则，不能保证额定数据的要求时，则要修改原先提出的结构参数，如修改定、转子槽形，放长铁芯等等。结构参数也可能由于通用化的要求而提出的，如需要通用定转子冲片，此时，在电磁计算中，不允许改变冲片的任何尺寸，只能改变铁芯长度来满足额定数据的要求。
计算
1负载电流
I =
P H
U H ηH cos ϕH
(A)
2转子绕组线规
d 2' d 2
(mm/mm)
d 2' 绝缘导线外径 d 2铜线直径
（结合下步要计算的电流密度Δ2和槽满率f s 的设计要求，按计算程序附表一可初步选定绕组导线线规。）
3转子导线截面
2
（mm） S 2=
4转子绕组电密
I Δ2=
2S 2
（A/mm）
2
5转子线负荷
A = （A/cm） （按对A ⋅Δ2设计要求算得） 6转子总导体数
2πD 2A
N =
I
7转子每槽导体数
N S =
N
z
8转子槽满率
N S d 2' 2⋅10−2
f s =2
2b 1+2R −2Δh 1−h −2Δ+1. 57R −Δ为槽绝缘厚度＋间隙 一层槽绝缘间隙为0.005
Δ
（cm）
（f s 应不大于0.76，如用自动绕线机绕制则不宜大于0.65） 9转子绕组平均半匝长
l 2=L +K e D 2
(cm)
K e =0. 95(当D 2小于4cm) K e =1(当D 2大于4cm)
10转子绕组电阻
r 2=
N 5. 35Nl 2
⋅10−5
S 2
（Ω）
11损耗比例系数
⎞⎛2. 3I 2r 2+2. 4I
⎟⎜ηH 0. 034+⎟⎜P H ⎠a =⎝
1−ηH
（此a 数值仅用于初算P i ） 12内功率（电磁功率）
P i =
P H
ηH
[1−a (1−ηH )]
(W)
13旋转电势
E =
P i
I
(V)
14电机常数
2D 2Ln H
C =
P i
15极距
τ=
πD 2
2
(cm)
16极弧系数
α= 17计算极距
τ0=ατ
18实槽节距
y s =
z
−ε 2
19短距系数
⎛y ⎞
K p =sin ⎜s ⋅180D ⎟
⎝z ⎠
20磁通
(cm)
φd =
602E
K p n H N
K K −⋅ε 2z
(Wb)
21虚槽节距
y 1=
22前节距
y 2=y 1−1 23换向器线速度
πD c n H
v c =⋅10−2
60
24转子线速度
πD 2n H
⋅10−2 v a =
60
25换向器片距
πD c
t c =K
26换向区域宽度
(m/s)
(cm)
(cm)
K ⎛⎞
b c =b b ' +⎜U z +−y 1−1⎟t c ' (cm)
2⎝⎠
U z =
K
z
D 2
D c D t c ' =t c 2
D c b b ' =b b
1. 2τ−τ0 核算b c ＜
27电刷电密
()
Δb =
I
a b b b
πD 2
Z
（A/cm）
2
28转子齿距
t m =
29转子外齿宽
30转子槽宽
π(D 2−2h 0−h 1)t s =−t 平行齿
z
s
2
1
（cm） 4⎞⎛t =π⎜D −2h −h ⎟−t 非平行齿 （cm） 3⎝⎠ 31转子槽形系数 t K =
0. 96t 32转子单位漏磁导 s
s
t 1=t m −b 0
（cm）
λ=
πt 1. 2h 2D
+K e 2+0. 92log m
b 1+2R L b 0
N
2K
33转子每元件匝数
W 2=
34换向元件中电抗电势
e x =2W 2L λAv a ⋅10−6
35换向元件中变压器电势
(V) (V)
e t =4. 44f H W 2φd
e a =
36换向元件中电枢反应电势
0. 8πW 2A τLv a
⋅10−6
τ−τ0
(V)
37转子轭高
h c 2=
D 2−(2h 2+ψD 22)1
+R (cm)
23
ψ=1(转轴复有绝缘层)
ψ=56(转轴不复绝缘层)
38定子轭部磁密
B c 1=
1. 07φd
⋅104
1. 92h c 1L
（T）
39电枢轭部磁密
B c 2=
φd
1. 92h c 2L
⋅104
（T）
40定子极身磁密
B p =
1. 08φd
⋅104
0. 96b p L
(T)
41气隙磁密
B δ=
φd
⋅104 τ0L
(T)
42电枢齿部磁密
B t =
B δt m
⋅104 0. 96t
(T)
43定子轭磁场强度
at c 1= （按B c 1查设计程序附表二）
44定子极磁场强度
(A/cm)
at p =
（按B p 查设计程序附表二） 45转子轭磁场强度 at c 2=
（按B c 2查设计程序附表三） 46转子齿磁场强度
(A/cm) (A/cm) (A/cm)
at c =
1. 8T 时按31项槽形系数K s 查设计程序附表四） （按B t 查设计程序附表三。当B t ＞
47定子轭磁路长度
l c 1=
l c 2=
π(D 1−h c 1)−b p
2
（cm）
48转子轭磁路长度
π(ψD 22+h c 2)
2
(cm)
ψ=1(转轴复有绝缘层)
ψ=56(转轴不复绝缘层)
49转子齿磁路长度
2
l t =2h 1+R
3
50气隙系数
(cm)
K δ=
t m +10δ
t 1+10δ
51气隙激磁磁势
AT δ=1. 6B δK δδ⋅104
52定子轭激磁磁势
(A) (A) (A) (A)
(A) (A)
AT c 1=at c 1l c 1
53定子极激磁磁势
AT p =2at p h p
54转子轭激磁磁势
AT c 2=at c 2l c 2
55转子齿激磁磁势
AT c =at c l t
56借偏去磁磁势
AT β=K βD 2βA
K β=0. 33(虚三槽电机) K β=0. 625(虚两槽电机)
β电刷偏离几何中心线的角度，单位为弧度。当采用接线借偏方式时，β按下式计算
β=
2πs βK
（弧度）
s β为接线借偏片数
57换向增磁磁势
⎛b b ⎞AT c =0. 069⎜⎜t ⎟⎟(e x +e a )WI
⎝c ⎠
58电枢反应磁势
2
2x −y )τ0A
AT a =
3x +y
（A）
(A)
x , y
数值从过渡特性曲线B δ=f ⎜
⎛AT δ+AT t ⎞
⎟中求得。画曲线时，可用标幺值来2⎝⎠
画，以磁通为φd 时的B δ值，计算出此时的2(AT +AT t )，以此作为计算标幺值时的基
δ
φd 时的B δ
利用画过渡特性曲线B δ=f ⎜
⎛AT δ+AT t ⎞
⎟的方法来求得电枢反应安匝，这是常用的方2⎝⎠
法。
由于电枢反应，也即转子磁场的作用，使得定子极下一侧增磁，一侧去磁，同时由于磁路饱和的原因，增磁抵消不了去磁，从而使得总磁通量降低。所以要增加一部分定子磁势，称为电枢反应磁势。
利用B δ=f ⎜
⎛AT +AT ⎞
δ
t
⎝
2
⎟曲线来求取电枢反应磁势是有很多假设条件的，它假定转子
⎠
所产生的磁势，只影响气隙磁势和转子齿磁势。实际上也影响定子轭与转子轭，尤其是当轭部磁密较高时，所以只考虑AT δ, AT t ，是不够精确的。画曲线时，发现甚至其标幺值（
τ0比值比较大，
τ0A
AT δ
+AT t ）大于1，也是这个原因。但经过较多设计案例与实样对比，
这个偏差对整体设计结果影响不大，故在此不做修正。
59总激磁安匝
AT =AT δ+AT c 1+AT c 2+AT t +AT p +AT β+AT a −AT c
60定子每极匝数
W 1=
AT
2. 828I
（取整数）
61定子线圈线规
d 1'
d 1
（mm/mm）
d 1' 绝缘导线外径
d 1铜线直径
（结合下步要计算的电流密度Δ1或定子铜耗的限值要求，核对定子线圈宽度b m 在定子槽内安放的可能性，按设计计算程序附表一可初步选定导线线规。）
62定子导线截面
2
（mm） s 1=
63定子线圈电密
Δ1=
I s 1
（A/mm ）
2
64定转子安匝比
8W 1
f w =N
65定子线圈线模宽
a m =(10D 12+K m )sin 90D ⋅α
() (mm)取整数
K m =3
K m =5
（当D 12小于3cm） （当D 12大于3cm）
（mm）
66定子线圈线模长
L
=10L +2r −2
'
ε' 取0.05，当10. 5 ε' 取0.03，当d 1＜
69定子线圈宽度
W +1'
d 1+ε' b m =1
W '
(检验定子窗口能否安放) 70定子线圈平均每匝长度
()
（mm）
l 1=2(a m +L m −4r )+π(2r +b m )
r 1=
4. 28W 1l 1
⋅10−5 s 1
（mm）
71定子绕组电阻
（Ω）
72定子绕组电阻压降
U r 1=Ir 1
73转子绕组电阻压降
U r 2=Ir 2
74定子漏抗压降
（V） （V）
Ix 1=0. 5f H W 1d
75转子漏抗压降
（V）
Ix 2=
πf H N 2λLI
2z
⋅10−8
（V）
76定子绕组自感电势
E d =8. 88f H W 1φd
77电枢绕组自感电势
（V）
0. 0472f H τL IN 2α2E q =⋅10−8
K δδ
78定子轭部质量 W c 1
（V）
=15. 5(D 1−h c 1)h c 1L ⋅10−3
（kg） （kg） （kg） （kg）
79定子极身质量
W p =14. 8h p b p L ⋅10−3
80转子轭部质量
2
W c 2=5. 8(D 2−h 2)h c 1L ⋅10−3
81转子齿部质量
W t =7. 4zth 2L ⋅10−3
2
82转子旋转频率
n
f 2=H
60
83定子轭和极身单位铁耗
p c 1
⎛f ⎞⎛f ⎞=2ε⎜H ⎟+2. 5ρ⎜H ⎟
⎝100⎠⎝100⎠⎛f ⎞⎛f ⎞=2ε⎜2⎟+2. 5ρ⎜2⎟
⎝100⎠⎝100⎠
2
84转子轭单位铁耗
p c 2
2
（Hz） （W/kg） （W/kg）
85转子齿单位铁耗
⎛f ⎞⎛f ⎞
p t =1. 5ε⎜2⎟+3ρ⎜2⎟
⎝100⎠⎝100⎠
86定子极身铁耗
2
P p =p c 1B p W p
（W/kg）
（W） （W） （W）
（W）
87定子轭部铁耗
P c 1=p c 1B c 21W c 1
88转子轭部铁耗]
P c 2=p c 1B c 22W c 2
89转子齿部铁耗
P t =p t B t 2W t
90总铁耗
P Fe =P p +P c 1+P c 2+P t
91磁通相角正弦值
（W）
sin θ=
c Fe c 1p
E d I
K c =0. 2 K c =0. 15
当n H ≤10000r /min 当n H ＞10000r /min
92磁通相角余弦值
cos θ=−sin 2θ
93端电压有功分量
U r =U r 1+U r 2+2. 4+E d sin θ+E cos θ
94端电压无功分量
(V) (V) (V)
U x =Ix 1+Ix 2+E q +E d cos θ−E sin θ
95计算端电压
U ' =r 2+U x 2
（与U H 偏差应不大于1%，否则调整E 等有关参数重新计算）
96计算功率因数
U
cos ϕ' =r
U '
（与cos ϕH 偏差应不大于2%，否则调整有关参数重新计算） 97定子铜耗
2
P Cu 1=I r 1
2
98转子铜耗
P = (W)
D 按计算程序附图一查取。当采用离心式风扇（采用轴流式风扇时，可根据风扇外径99风摩机械耗
m
v
P Cu
2
=I
r 2
(W) (W)
时，应将查的数乘以1.2）
100总损耗
∑P =P
101计算效率
Cu 1
+P Cu 2+2. 4I +P m +(1+Kc ) P Fe (W)
η=
'
U H I cos ϕH −∑P U H I cos ϕH
（与ηH 偏差应不大于1%，否则调整有关参数重新计算） 102硅钢片质量
W Fe =7. 41b DL ⋅10−3
103定子绕组用铜量
(kg) (kg) (kg)
W Cu 1=18. 7W 1s 1l 1⋅10−6
104转子绕组用铜量
W Cu 2=9. 35Ns 2l 2⋅10−5
附表二D22表硅钢片交流50Hz磁化特性曲线B =f H
B 单位：[T] H 单位：[A/cm]
家用电器及电动工具用串激电机设计----2002.2
附表三D22表硅钢片交流200Hz磁化特性曲线B =f (H )
H 单位：[A/cm]
附表四D22表硅钢片交流200Hz修正磁化特性曲线B =f (H )
续附表四
B 单位：[T] H 单位：[A/cm]
----2002.2
H 单位：[A/cm]
----2002.2
损耗P m (W )
[***********][***********][***********][1**********]00
45
50
55
60
65
75
80
85
90
[1**********]10
轴流风扇外径（mm)
第一章 概述
1-1单相串激电机设计进展
1． 单相串激电机的设计研究概述：为适应电动工具以及小型家用电器之应用需要，串激电机设计得到了长足进步。
2． 电磁设计上的进展：据估计每隔十年，单位重量出力提高20%~30%，可归纳如下：
(1) 提高电机转速; (2) 增大转子直径，提高定子/转子外径比D 2D 1。由0.52~0.56提高到0.54~0.59，
使定转子温升趋于平衡；
(3) 采用深槽定子，得益于采用了自动绕线机，可以采用较大的转子外经并缩短定
子匝长。可提高电机效率10%~20%；
(4) 提高电磁密度，适当提高激磁安匝。可以缩小结构尺寸，有利换向，提高电机
硬度；
(5) 减少冲片规格，提高通用性。降低成本，适应自动化批量生产；
1-2单向串激电机的设计要求
1． 电机设计的基本要求
（1） 功率要求，适当选取功率，综合平衡效率、温升、及体积之要求； （2） 效率和攻率因数的要求；
（3） 其它额定指标，包括启动转矩，最小转矩，最大转矩等； 2． 单相串激电机的设计特点及要求
（1） 额定工作点，额定输出转矩时电机应不低于额定转速；
（2） 控制换向火花，因换向无法计算，故要求严格控制火花相关的各设计参数； （3） 其它设计要求；
第二章 主要尺寸及电磁参数选取
1．主要尺寸D1,D 2及L
2-1 主要要尺寸及电磁负荷 2
确定电机主要尺寸，一般从计算D 2L 入手：
Pi ×6×2×104
D L =
αB δAn
22
（cm）
3
α——极弧系数，取0.6~0.7
B δ
———
，可有后式估算 P i ——电磁内功率（即通常所说的电磁功率）
气隙磁密（T），可按（图1—2）选取
n ——转速(r/min)
A ——线负荷（A/cm），可按（图1—2）选取
后述。转速n 越大，电机尺寸也越小，电机转速同样受到机械，换向等因素的制约。在此处，可用额定转速代入式中作计算。电磁功率P i 为通过气隙磁场，从定子侧传递到转子的功率可用下面经验公式计算：
从上式看出，AB δ 取值越大，电机尺寸越小，但AB δ取值受其他因素制约，详见
⎛1+η⎞
P i =P H ⎜⎜2η⎟⎟
⎝⎠
当η≤0.5
⎛4+5η⎞
P i =P H ⎜⎜9η⎟⎟
⎝⎠
当η＞0.5
上式中p H 为输出功率，可按额定输出功率带入计算。η为电机效率，可按额定效率代入计
算，当需要计算者确定时，可按（图1—1）选取，此为当前生产连续定额E,B 级绝缘的平
均效率曲线。
效率η
[***********]
40
[***********][***********][***********]00
（图1—1）效率与额定输出功率之关系
输出功率PH （W)
生的要求，同时考虑合适的长径比L D ，通常为0.5~1.5之间。较大的值使电机细长，铜利用率较高，但是制造工艺性较差，绕组挠度大，冷却差，漏抗大换向不利。确定D 后可
以方便的确定铁心叠长L 。 D D 的比值可在0.54~0.59之间选取，较大值适合于深槽转子，从而确定定子外径D 。 B 2．线负荷A 及气隙磁密电枢线负荷A 表示电枢外径圆周单位长度上的安匝，A 越大则尺寸越小，铜耗增大，
对于短时运行定额的电机或采用耐热等级更高绝缘的电机，效率值应下降。
2
确定D 2L 后，接着可确定电枢冲片的D 2值，应综合考虑电机使用条件，通用性及派
2
2
2
1
1
δ
线匝增多而导致换向恶化。因此
2
A 增大是有限制的。
A 可取小，反之亦然。但
从8-1式来看, D 2L 一定时，AB δ也是定值，B δ取得大则
二者取值都是受其他因素制约的，初步设计时可参照（图1—2）选取，该曲线是用于连续负载E,B 级绝缘单相串激电机，对于短时定额可适当提高
A =100~145 (A/cm)
B δ=0. 35~0. 55 (T)
2-2磁路参数选取
1.定转子安匝比和铁心各部分磁密 定转子匝比
8W 1
是一个重要的磁路控制参数，W 1为一个极的定子线圈匝数，N 为电枢
总导体数，匝比大小表示定、转子磁场的相对强弱情况，其值对电机性能、换向情况、机械特性硬度以及损耗效率都有影响，简单分析如下：
匝比大，定子主磁场强，电枢相对弱，则磁场畸变小，有利换向。
匝比大，定子主磁场强，磁路饱和度高，利于稳定转速，提高机械硬度。 匝比大，铜耗增大，温升增高，效率下降，定子电抗增大而功率因数降低。
实际上，匝比应维持合理范围，过大没有意义。当磁场足够饱和时，在增加定子激磁安
匝，定子磁场不会明显增强，因而失去了积极方面的意义，反倒使铜耗增加了。定转子安匝比推荐范围为0.85~1.3。功率小取大值，功率大（400W以上）取较小的值。
磁路的饱和程度是由铁心各部分磁密大小来决定的，由于结构的需要，各部分磁密不同。正常设计的电机，各部分磁密范围一般如下：
定子极身磁密 B p 0.6~0.9（T）
1.0~1.4（T）深槽定子 定子轭部磁密 B c 1 1.6~1.75（T） 电枢轭部磁密 B c 2 1.35~1.65（T）
A (A /c m ）
B δ(T ×10-2）
电枢齿部磁密 B t 1.65~1.8（T）
2.极弧系数α和气隙长度δ
极弧系数α是极弧长度和极距的比值。极弧系数越大，电机尺寸越小。但极弧系数过大则影响到换向区域，对火花不利。
当定子磁势为矩形波时，从傅丽叶级数分析，可看出各分量谐波随α值的变化情况（图1-3）。从图可见，当α为0.667时，3次分量为0(见图1-3)，所以一般α取0.667~0.7，若气隙采用不均匀设计时，α可放大。
气隙长度δ也是磁路重要参数，气隙中所分担的激磁磁势占全部激磁磁势的40%~50%。δ越长，磁势消耗越多，使定子绕组匝数增多，铜耗增加，并因定子电感增大，而使功率
δ增大也有好处，因数下降。可减弱电枢反应，
有利换向，并且也减弱齿槽效应，降低损耗，弱化定转子偏心带来不利的影响。单相串激电机δ通常取为0.3mm~0.9mm,小电机取较小值。选用计算式如下：
[***********]100908070
图1-2
PH/n (W/r/min）
基波%值
[1**********]00-10-20-30-40-50-60
图1-3
极弧系数α
τ. A −−4
δ=0. ⋅10
B δ
(cm)
90
100
[1**********]
20
30
40
50
70
80
10
60
60
τ=
2
2
极距（cm）
A , B δ可按图
e =
1－2选取为了改善换向，可采用非均匀气隙。非均匀气隙通过极弧偏心
（cm）
来实现（如图1－4）。其偏心量由下式计算：
1−cos
δ2−δ1
2
不均匀气隙的等效气隙按下式计算
δ' =
K δ=
2K δ
δ1
K δ+1
（cm）
δ2
δ1
δ1
图1-4不均匀气隙示意图 2-3绕组温升控制
电机绕组温升都有限制的规定,它是按照所使用的绝缘材料的耐热等级和使用寿命的需要而制定的。
通过热计算来控制温升,则计算反复且正确性差,所以工程上通过控制和绕组温升相关的参数来间接控制温升,实践证明是合理可行的。
1.限制A Δ2值来控制电枢绕组温升 电枢绕组铜耗直接影响电机发热，所以线负荷A 和电流密度Δ2的乘积可以用来控制绕组温升。为了控制温升不超过某一数值，只需控制A Δ2值不超过某一值即可。
为了给电磁设计提供合理的A Δ2值，应按照电机主要尺寸来计算A Δ2的限制。下式是计算A Δ2值的经验公式：
2
A Δ2=K A D 2Ln ⋅10−4
（
A A
） ⋅2
cm mm
D 2单位（cm）
其中系数K A 可根据额定输出功率P H 从图1－5中选取，此曲线适用于连续运行定额温升不超过70K 扇冷结构电机。
应该指出，在实际工程中，温升控制参数宜低于限值并留有裕度，以适应批量生产中的离散性。
2.限制I r 1的数值以控制定子绕组温升
直接影响定子温升的因素是定子铜耗I r 是定子电阻。因此只要控1, I 是电机主电流, r 1
制定子铜耗就能控制定子温升。定子绕组温升往往低于转子温升，这是正常的，是由电机结构和散热特点所决定的。但二者不可相差过大，否则说明材料利用不合理。
同样可用电机主要尺寸来计算定子铜耗的限值，计算式如下：
2
I 2r 1=K S D 2Ln ⋅10−4
n 值单位（r/min）
L 单位（cm）
2
2
（W）
系数K S 可根据定子外径D 1从图1－6选取。此曲线适用于连续运行定额及温升不超过60K 扇冷结构电机。
家用电器及电动工具用串激电机设计----2002.2
第三章 单相串激电动机的电磁设计程序
3-1校算分析程序、设计综合程序和优化设计程序
目前，常用的各种电机设计程序，多数校算分析程序。电机设计计算变量繁多，且约束
不够，因而只能做出一系列假设，在一定的假设下计算出一套结果，再返回去和假设条件比较，看是否相符。如果相符，则结果可信，反之需要重新调整假设，再次计算。如此循环，逐渐逼近，最终得到正确答案。校算分析程序存在多解情况，因而，设计者经验对设计结果存在很大影响。
3-2单相串激电动机电磁设计程序
1.程序简介
本程序主要用于输出功率为60-1200W、负载转速为6000-18000r/min的单相串激电机的设计计算。经实际使用验证，具有较高的计算正确性，但超出适用范围使用时，计算正确性会受到一定影响。
本程序属于校算分析程序，设计者经对设计方案的优劣会有影响。
本程序在步骤安排上，已考虑了尽可能减少计算上的反复，为此首先计算出转子，从而推算磁通，然后进行磁路计算，损耗计算，端电压校算，功率因数校算，功率校算。具体的设计计算方法及详细说明在程序中介绍。
2.电磁设计程序 额定数据
1额定输出功率
(W) P H =
2额定转速
（r/min） n H =
3额定输出转矩
(N.m) M H =
(M H
=
9. 56P H
) n H
4额定电压
(V) U H =
5额定频率
(HZ ) f H =
6额定效率
ηH =
7额定功率因数
cos ϕH =
额定数据是对计算任务所提出的要求，电磁计算的最终结果，就是在保证达到额定数据要求的前提下，确定定转子绕组及有关的结构参数。
结构参数（参见图2-1）
图2-1
1定子外径
D 1= 2定子内径
D 12= 3转子外径
（cm） （cm）
D 2= 4转子内径
D 22= 5铁芯长度
（cm） （cm） （cm） （cm）
L =
6气隙长度
δ= 7定子极宽
b p =
8定子极高
（cm） （cm）
（cm）
h p =
9定子轭高
h c 1=
(如非平行轭，h e 1取靠近最狭处的13处的轭高) 10定子槽宽
H ' = （cm） 11转子槽口宽度
b 0=
（cm）
12转子槽上部宽
（cm） b 1=
13转子槽口高度
h 0=
（cm）
14转子槽楔厚度
h = （cm） 15转子槽上部深
（cm） h 1=
16转子槽芯深度
（cm） h 2=
17转子槽底半径
R = （cm） 18转子齿宽
t = （cm）
（对非平行齿，t取靠近最狭处的13处的轭高） 19转子槽数
z =
20换向器外径
D c =
（cm）
21换向器片数
K = 22电刷长度
a b =
23电刷宽度
（cm） （cm）
b b =
结构参数是根据上章所述的设计原则以及运用几何、三角的计算公式而提出的，通过电
磁计算，结合绕组参数的设计，最后确定结构参数。在电磁计算过程中，发现已提出的结构参数不能符合原先设想的设计原则，不能保证额定数据的要求时，则要修改原先提出的结构参数，如修改定、转子槽形，放长铁芯等等。结构参数也可能由于通用化的要求而提出的，如需要通用定转子冲片，此时，在电磁计算中，不允许改变冲片的任何尺寸，只能改变铁芯长度来满足额定数据的要求。
计算
1负载电流
I =
P H
U H ηH cos ϕH
(A)
2转子绕组线规
d 2' d 2
(mm/mm)
d 2' 绝缘导线外径 d 2铜线直径
（结合下步要计算的电流密度Δ2和槽满率f s 的设计要求，按计算程序附表一可初步选定绕组导线线规。）
3转子导线截面
2
（mm） S 2=
4转子绕组电密
I Δ2=
2S 2
（A/mm）
2
5转子线负荷
A = （A/cm） （按对A ⋅Δ2设计要求算得） 6转子总导体数
2πD 2A
N =
I
7转子每槽导体数
N S =
N
z
8转子槽满率
N S d 2' 2⋅10−2
f s =2
2b 1+2R −2Δh 1−h −2Δ+1. 57R −Δ为槽绝缘厚度＋间隙 一层槽绝缘间隙为0.005
Δ
（cm）
（f s 应不大于0.76，如用自动绕线机绕制则不宜大于0.65） 9转子绕组平均半匝长
l 2=L +K e D 2
(cm)
K e =0. 95(当D 2小于4cm) K e =1(当D 2大于4cm)
10转子绕组电阻
r 2=
N 5. 35Nl 2
⋅10−5
S 2
（Ω）
11损耗比例系数
⎞⎛2. 3I 2r 2+2. 4I
⎟⎜ηH 0. 034+⎟⎜P H ⎠a =⎝
1−ηH
（此a 数值仅用于初算P i ） 12内功率（电磁功率）
P i =
P H
ηH
[1−a (1−ηH )]
(W)
13旋转电势
E =
P i
I
(V)
14电机常数
2D 2Ln H
C =
P i
15极距
τ=
πD 2
2
(cm)
16极弧系数
α= 17计算极距
τ0=ατ
18实槽节距
y s =
z
−ε 2
19短距系数
⎛y ⎞
K p =sin ⎜s ⋅180D ⎟
⎝z ⎠
20磁通
(cm)
φd =
602E
K p n H N
K K −⋅ε 2z
(Wb)
21虚槽节距
y 1=
22前节距
y 2=y 1−1 23换向器线速度
πD c n H
v c =⋅10−2
60
24转子线速度
πD 2n H
⋅10−2 v a =
60
25换向器片距
πD c
t c =K
26换向区域宽度
(m/s)
(cm)
(cm)
K ⎛⎞
b c =b b ' +⎜U z +−y 1−1⎟t c ' (cm)
2⎝⎠
U z =
K
z
D 2
D c D t c ' =t c 2
D c b b ' =b b
1. 2τ−τ0 核算b c ＜
27电刷电密
()
Δb =
I
a b b b
πD 2
Z
（A/cm）
2
28转子齿距
t m =
29转子外齿宽
30转子槽宽
π(D 2−2h 0−h 1)t s =−t 平行齿
z
s
2
1
（cm） 4⎞⎛t =π⎜D −2h −h ⎟−t 非平行齿 （cm） 3⎝⎠ 31转子槽形系数 t K =
0. 96t 32转子单位漏磁导 s
s
t 1=t m −b 0
（cm）
λ=
πt 1. 2h 2D
+K e 2+0. 92log m
b 1+2R L b 0
N
2K
33转子每元件匝数
W 2=
34换向元件中电抗电势
e x =2W 2L λAv a ⋅10−6
35换向元件中变压器电势
(V) (V)
e t =4. 44f H W 2φd
e a =
36换向元件中电枢反应电势
0. 8πW 2A τLv a
⋅10−6
τ−τ0
(V)
37转子轭高
h c 2=
D 2−(2h 2+ψD 22)1
+R (cm)
23
ψ=1(转轴复有绝缘层)
ψ=56(转轴不复绝缘层)
38定子轭部磁密
B c 1=
1. 07φd
⋅104
1. 92h c 1L
（T）
39电枢轭部磁密
B c 2=
φd
1. 92h c 2L
⋅104
（T）
40定子极身磁密
B p =
1. 08φd
⋅104
0. 96b p L
(T)
41气隙磁密
B δ=
φd
⋅104 τ0L
(T)
42电枢齿部磁密
B t =
B δt m
⋅104 0. 96t
(T)
43定子轭磁场强度
at c 1= （按B c 1查设计程序附表二）
44定子极磁场强度
(A/cm)
at p =
（按B p 查设计程序附表二） 45转子轭磁场强度 at c 2=
（按B c 2查设计程序附表三） 46转子齿磁场强度
(A/cm) (A/cm) (A/cm)
at c =
1. 8T 时按31项槽形系数K s 查设计程序附表四） （按B t 查设计程序附表三。当B t ＞
47定子轭磁路长度
l c 1=
l c 2=
π(D 1−h c 1)−b p
2
（cm）
48转子轭磁路长度
π(ψD 22+h c 2)
2
(cm)
ψ=1(转轴复有绝缘层)
ψ=56(转轴不复绝缘层)
49转子齿磁路长度
2
l t =2h 1+R
3
50气隙系数
(cm)
K δ=
t m +10δ
t 1+10δ
51气隙激磁磁势
AT δ=1. 6B δK δδ⋅104
52定子轭激磁磁势
(A) (A) (A) (A)
(A) (A)
AT c 1=at c 1l c 1
53定子极激磁磁势
AT p =2at p h p
54转子轭激磁磁势
AT c 2=at c 2l c 2
55转子齿激磁磁势
AT c =at c l t
56借偏去磁磁势
AT β=K βD 2βA
K β=0. 33(虚三槽电机) K β=0. 625(虚两槽电机)
β电刷偏离几何中心线的角度，单位为弧度。当采用接线借偏方式时，β按下式计算
β=
2πs βK
（弧度）
s β为接线借偏片数
57换向增磁磁势
⎛b b ⎞AT c =0. 069⎜⎜t ⎟⎟(e x +e a )WI
⎝c ⎠
58电枢反应磁势
2
2x −y )τ0A
AT a =
3x +y
（A）
(A)
x , y
数值从过渡特性曲线B δ=f ⎜
⎛AT δ+AT t ⎞
⎟中求得。画曲线时，可用标幺值来2⎝⎠
画，以磁通为φd 时的B δ值，计算出此时的2(AT +AT t )，以此作为计算标幺值时的基
δ
φd 时的B δ
利用画过渡特性曲线B δ=f ⎜
⎛AT δ+AT t ⎞
⎟的方法来求得电枢反应安匝，这是常用的方2⎝⎠
法。
由于电枢反应，也即转子磁场的作用，使得定子极下一侧增磁，一侧去磁，同时由于磁路饱和的原因，增磁抵消不了去磁，从而使得总磁通量降低。所以要增加一部分定子磁势，称为电枢反应磁势。
利用B δ=f ⎜
⎛AT +AT ⎞
δ
t
⎝
2
⎟曲线来求取电枢反应磁势是有很多假设条件的，它假定转子
⎠
所产生的磁势，只影响气隙磁势和转子齿磁势。实际上也影响定子轭与转子轭，尤其是当轭部磁密较高时，所以只考虑AT δ, AT t ，是不够精确的。画曲线时，发现甚至其标幺值（
τ0比值比较大，
τ0A
AT δ
+AT t ）大于1，也是这个原因。但经过较多设计案例与实样对比，
这个偏差对整体设计结果影响不大，故在此不做修正。
59总激磁安匝
AT =AT δ+AT c 1+AT c 2+AT t +AT p +AT β+AT a −AT c
60定子每极匝数
W 1=
AT
2. 828I
（取整数）
61定子线圈线规
d 1'
d 1
（mm/mm）
d 1' 绝缘导线外径
d 1铜线直径
（结合下步要计算的电流密度Δ1或定子铜耗的限值要求，核对定子线圈宽度b m 在定子槽内安放的可能性，按设计计算程序附表一可初步选定导线线规。）
62定子导线截面
2
（mm） s 1=
63定子线圈电密
Δ1=
I s 1
（A/mm ）
2
64定转子安匝比
8W 1
f w =N
65定子线圈线模宽
a m =(10D 12+K m )sin 90D ⋅α
() (mm)取整数
K m =3
K m =5
（当D 12小于3cm） （当D 12大于3cm）
（mm）
66定子线圈线模长
L
=10L +2r −2
'
ε' 取0.05，当10. 5 ε' 取0.03，当d 1＜
69定子线圈宽度
W +1'
d 1+ε' b m =1
W '
(检验定子窗口能否安放) 70定子线圈平均每匝长度
()
（mm）
l 1=2(a m +L m −4r )+π(2r +b m )
r 1=
4. 28W 1l 1
⋅10−5 s 1
（mm）
71定子绕组电阻
（Ω）
72定子绕组电阻压降
U r 1=Ir 1
73转子绕组电阻压降
U r 2=Ir 2
74定子漏抗压降
（V） （V）
Ix 1=0. 5f H W 1d
75转子漏抗压降
（V）
Ix 2=
πf H N 2λLI
2z
⋅10−8
（V）
76定子绕组自感电势
E d =8. 88f H W 1φd
77电枢绕组自感电势
（V）
0. 0472f H τL IN 2α2E q =⋅10−8
K δδ
78定子轭部质量 W c 1
（V）
=15. 5(D 1−h c 1)h c 1L ⋅10−3
（kg） （kg） （kg） （kg）
79定子极身质量
W p =14. 8h p b p L ⋅10−3
80转子轭部质量
2
W c 2=5. 8(D 2−h 2)h c 1L ⋅10−3
81转子齿部质量
W t =7. 4zth 2L ⋅10−3
2
82转子旋转频率
n
f 2=H
60
83定子轭和极身单位铁耗
p c 1
⎛f ⎞⎛f ⎞=2ε⎜H ⎟+2. 5ρ⎜H ⎟
⎝100⎠⎝100⎠⎛f ⎞⎛f ⎞=2ε⎜2⎟+2. 5ρ⎜2⎟
⎝100⎠⎝100⎠
2
84转子轭单位铁耗
p c 2
2
（Hz） （W/kg） （W/kg）
85转子齿单位铁耗
⎛f ⎞⎛f ⎞
p t =1. 5ε⎜2⎟+3ρ⎜2⎟
⎝100⎠⎝100⎠
86定子极身铁耗
2
P p =p c 1B p W p
（W/kg）
（W） （W） （W）
（W）
87定子轭部铁耗
P c 1=p c 1B c 21W c 1
88转子轭部铁耗]
P c 2=p c 1B c 22W c 2
89转子齿部铁耗
P t =p t B t 2W t
90总铁耗
P Fe =P p +P c 1+P c 2+P t
91磁通相角正弦值
（W）
sin θ=
c Fe c 1p
E d I
K c =0. 2 K c =0. 15
当n H ≤10000r /min 当n H ＞10000r /min
92磁通相角余弦值
cos θ=−sin 2θ
93端电压有功分量
U r =U r 1+U r 2+2. 4+E d sin θ+E cos θ
94端电压无功分量
(V) (V) (V)
U x =Ix 1+Ix 2+E q +E d cos θ−E sin θ
95计算端电压
U ' =r 2+U x 2
（与U H 偏差应不大于1%，否则调整E 等有关参数重新计算）
96计算功率因数
U
cos ϕ' =r
U '
（与cos ϕH 偏差应不大于2%，否则调整有关参数重新计算） 97定子铜耗
2
P Cu 1=I r 1
2
98转子铜耗
P = (W)
D 按计算程序附图一查取。当采用离心式风扇（采用轴流式风扇时，可根据风扇外径99风摩机械耗
m
v
P Cu
2
=I
r 2
(W) (W)
时，应将查的数乘以1.2）
100总损耗
∑P =P
101计算效率
Cu 1
+P Cu 2+2. 4I +P m +(1+Kc ) P Fe (W)
η=
'
U H I cos ϕH −∑P U H I cos ϕH
（与ηH 偏差应不大于1%，否则调整有关参数重新计算） 102硅钢片质量
W Fe =7. 41b DL ⋅10−3
103定子绕组用铜量
(kg) (kg) (kg)
W Cu 1=18. 7W 1s 1l 1⋅10−6
104转子绕组用铜量
W Cu 2=9. 35Ns 2l 2⋅10−5
附表二D22表硅钢片交流50Hz磁化特性曲线B =f H
B 单位：[T] H 单位：[A/cm]
家用电器及电动工具用串激电机设计----2002.2
附表三D22表硅钢片交流200Hz磁化特性曲线B =f (H )
H 单位：[A/cm]
附表四D22表硅钢片交流200Hz修正磁化特性曲线B =f (H )
续附表四
B 单位：[T] H 单位：[A/cm]
----2002.2
H 单位：[A/cm]
----2002.2
损耗P m (W )
[***********][***********][***********][1**********]00
45
50
55
60
65
75
80
85
90
[1**********]10
轴流风扇外径（mm)