b
西安邮电大学
电路设计与仿真基础训练
院（系）名称 学生姓名 专业名称 班 级 实习时间 报告书
电子工程学院 刘雪莲 微电子学
微电子1101
2012年12月17 日 至2012年12月28
日
：：：：：
课程设计内容
一、仿真设计
1、用网孔法和节点法求解电路。 如图4.1-1所示电路：
图4.1-1
（a）、用网孔电流法计算电压u的理论值。
u
（b）、利用miltisim进行电路仿真，用虚拟仪表验证计算结果。
（c）、用节点电位法计算电流i的理论值。 （d）、用虚拟仪表验证计算结果。 A解：（a）、原电路图可以等效于
按图设电路电流为is，选取逆时针方向列出网孔方程为： (1+3+1)is=-6-2+3 解得is=1A
∴原电路中流入R3的总电流i3=3+is=4A
∴u=4*1-2=2V （b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（1） 可知u=2V，故计算正确。
（c）、另独立节点a和b，设电压分别为ua、ub
(1+1/3)ua-ub=2(1+1)ub-ua=3+(-2)/1
解得
u
a
=3V
u
b
=2V
∵ua=1*(2+i) ∴i=1A
(d) 、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（1） 可知i=1A, 故计算正确。
图（1） 1、 叠加定理和齐次定理的验证。
（a）、使用叠加定理求解电压u的理论值。
(b)、利用miltisim进行电路仿真，验证叠加定理。
(c)、如果电路中的电压源扩大为原来的3倍，电流源扩大为原来的2倍，使用齐次定理，计算此时的电压u；
(d)利用miltisim对c进行电路仿真，验证齐次定理。 解：（a）、原电路图可等效于（2-1）+（2-2）
图
2-1
图2-2 2-1的电路图可等效于下图，
图2-1等效图 用网孔法可列
(4+2+1)i1-i2=0
(1+2)-i1=4-6u
u
解得
1
=-2i1+4
1
i
=-2.5A
i
2
=-17.A5
u
1
=9V
用网孔法求2-2，可列
(4+2+1)i1-2i2-i3=0
ii
2
=2
(1+2)i3-i1-i4=0
4
=3u2
u=2(i2-i1)
解得
i
1
=-1.5A
i
3
=-14.V5
u
2
=7V
∴ 可知，u=u1+u2=7+9=16V
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图2-2、图2-1等效图、图（2）
可知u1=9V
u
2
=7V u=16V故计算正确
（c）、电路图改变为
2-3
图2-3 此电路图可等效于（2-3）+（2-4）
图
2-3
图2-4
故此时电压u=u1(1)+u2(1) 根据齐次定理，u1(1)=3u1=27V
u
2(1)
=2u2=14V 故u=u
1(1)
+u2(1)=41V
（d）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图2-3、图2-4、图（——2）
图（——2）
可知u1(1)=3u1=27V,u2(1)=2u2=14V，u=u1(1)+u2(1)=41V故计算正确。 3、替代定理的验证
（a）、求R上的电压和电流i的理论值；
(b)、利用multisim进行电路仿真，分别用相应的电压源u和电流源i代替电阻R，分别测量代替前后支路1的电流i1和支路2的电压u2，验证替代定理。
解：（a）、利用网孔法可列
(1+1+2)i1-2i2-i3=2(3+2)i2-i1=-6(1+2)i1=6i=
i
3
解得 i=
9443
A≈2.186A u=
18843
A≈4.372A
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-1）
可知（a）的计算正确。
用相应电压源替代电阻R后利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-2）
图3-2
用相应电流源替代电阻R后利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-3）
图3-3
可见，替代前后，电表的示值不变，故替代定理成立。
4、 中N1，N2的戴维南等效电路的参数，并根据测得参数搭建其等效电路，分别测量等效
前后外部电流I，并验证是否一致。
解：（a）、先求N1端口的开路电压，电路图如
4-1
图4-1 则由网孔法可列
3(i1-i2)+6=0(3+6)i2-3i1=6
解得
i
1
=1A
i
2
=1A 故uab=6*1=6V
求ab端的电阻Rab， 将电压，电流置零，如图
4-2
图4-2
可知 Rab=2Ω
同理可求N2端口电压Ucd=8V 和 电阻Qcd=4Ω 电路图如4-3和
4-4
图4-3 图4-4 故原电路可等效于图
4-5
图4-5 可求I=1.053A
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图4和图4-5故I=1.053A，结果正确 5、设计一阶动态电路，验证零输入响应和零状态响应齐次性。
如图，t
（a）、计算t>0时的电压u1x(t),u1f(t)理论值，并合理搭建求解时所需仿真电路图。 (b)、若Us改为16V，重新计算u1x(t)理论值。并用示波器观察波形。找出此时u1x(t)与(a)中u1x(t)的关系。
(c)、Us仍为8V，Is改为2A，重新计算u1f(t))理论值。并用示波器观察波形。找出此时
u(t)与(a)中u(t))的关系
1f
1f
(d)、若Us改为24V，Is改为8A，计算u1(t)全响应。 解：（a）、t
uc(0-)=-8*
66+
6
=-4V
图5-1
由换路定律可知，uc(0+)=uc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图
5-2
图5-2
此时，将电流源置零如图5-3，可求电压u1x(0+)=-4*
3 63 6+2
=-2V
图5-3
将电压源置零，如图5-4，可求u1f
(0)=
+
413+16+
12
=4V
图5-4
当电路达到稳态时，电路如图5-5，可求u1x(∞)=0，u1x(∞)=
3*63+
6
*4=8V
图5-5
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S
3*63+6
=4
当
图5-6 U1零输入响应 U1零状态响应
u(t)=u(0)e
1x
1x
+
-
t
τ
=-2e
-1000t
(V)
-t
u1f(t)=u1f(∞)+[u1f(0+)-u1f(∞)]e
τ
=8-4e
-1000t
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 (b)、当us=16V时，计算如下。 t
ubc(0-)=-16*
66+
6
=-8V
图5-7
由换路定律可知，ubc(0+)=ubc(0-)=-8V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图5-8
图5-8
此时，将电流源置零如图5-9，可求电压ub1x(0+)=-8*
3 63
6+2
=-4V
图5-9
当电路达到稳态时，电路如图5-11，可求ub1x(∞)=0
图5-11
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+
3*63+6
=4
Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S U1零输入响应
u(t)=u(0)e
b1x
b1x
+
-
t
τ
=-4e
-1000t
(V)
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 此时u1x(t)与(a)中u1x(t)的关系如图
5-12
5-12 （c）、Is改成2A后，计算如下。 t
ucc(0-)=-8*
66+6
=-4V
图 5-13
由换路定律可知，ucc(0+)=ucc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图
5-14
图5-14
此时，将电压源置零，如图5-15，可求uc1f
213+16+
12
(0)=
+
=2V
图5-15
当电路达到稳态时，电路如图5-16，可求uc1x(∞)=
3*63+
6
*2=4V
图5-16
3*63+6
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S U1零状态响应
=4
u
(t)=uc1f(∞)+[uc1f(0+)-uc1f(∞)]ec1f
-
t
τ
=4-2e
-1000t
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 此时，u1f(t)与(a)中u1f(t)的关系如图
5-17
图5-17 (d)、当us=24V，
I
s
=8A时，算如下。
t
66+
6
=-12V
图5-18
由换路定律可知，电容器可用等效电压源替代，udc(0+)=udc(0-)=-12V, 故 t=0+时，如图5-19
图5-19
等效于5-20
图5-20
故 (2+2)i=16-12 可知i=1A ∴ud1(0+)=2V 当电路达到稳态时，电路如图5-21，可求ud1(∞)=
3*63+6
*8=16V
图5-21
电路达到稳态时，将独立电压源置零，受控电压源保留，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+
3*63+6
=4Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S
∴ud1(t)的全响应为
u(t)=u(∞)+[u(0)-u(∞)]e
d1
d1
d1
+
d1
-
t
τ
=16-14e
-1000t
6、所示一阶动态电路，在t
(b)、用实验仿真方法求三要素，从而求解i1全响应，并用示波器显示相应波形。
解：(a)、t
由换路定律可知，uc(0+)=uc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图6-1
图6-1 用网孔法求电流i1可列： 另有： 解得：
(3+6i)A-(2+6i)B-
i6=i6=-
BA
6+4
i
1
3
ii
1
=
i
A
-iB
A
=2A
i
B
=2A
i
1
=0A
故
i(0
1
+
)=0A
66+
3
=23
≈0.667A
当电路达到稳态时，电路如图6-2，可求i1(∞)=
图6-2
电路达到稳态时，将独立电压源置零，受控电压源保留，求从电容两端相左看的等效电阻如图6-3，在开口处加电压源U s, 设电压源上电流i，则
u
s
=(2+
3*63+6
)i+3(
33+6
i)=5i ∴ Req=
i
s
=5Ω
时间常数τ=ReqC=0.5S 图6-3 故i1全响应为
+)-i(∞)]ei1(t)=i1(∞)+[i(011
-t
τ
=
23
-
23
e
-2t
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图及图6-4，可知计算结果正确。
图6-4
用示波器显示相应波形为图6-5
图6-5
7、电路如图，已知R=50Ω，L=2.5mHC=5μF，电源电压U=10V，角频率ω=10000rad/s,
∙
∙
∙
∙
求电流IR、IL、IC和I，并画出其相应向量图。
∙
∙
I
∙
R
=
UR
=
10∠50
∙
=
4
15
∠0A
-6
解：
I
∙
C
=jωCU=j10*5*10=
∙
*10∠0
=
12=
∠9025
I
∙
1jωL
∙
R
∙
L
U=
∙
C
1
j10*2.5*10
L
4
*10∠0-3∠09
∠-90
则 I=
I
+
I
+
I
1
5
∠0
1
22+5
-∠90
0.2≈2
∠6. 62
相向关系如图7-1
图7-1
二、综合设计
设计1：设计二极管整流电路。
条件：输入正弦电压，有效值220V，频率50Hz 。 要求：输出直流电压20±2V 电路图：
结果：示波器的波形如图，电压表值上图，
V=21.148V
结论分析：可见，正弦交流电已经变为较稳定的整流电。电压达到要求范围。 设计2：设计1阶RC滤波器。
条件：数字电路的工作时钟为5MHz，工作电压5V但是该数字电路的+5V电源上存在一个100MH z的高频干扰。
要求：设计一个简单的RC电路，高频干扰滤除。 电路图：
设计内容：
依题意显然是要设计一个低通滤波器。 使用两个工作电压为5v的交流电压源，调整
他们的频率分别为5MHz、100MHz并且将两个压源串联已达到在+5v压源上有一个100,MHz的高频干扰波。然后计算电路中的要串联的电阻值和电容值，电感和
电容要满足RC=1/5MHz
结果：信号发生器发出5MHz的信号，示波器的波形如图
频率变化
1.通带边界频率（fc=5MHz）,虚拟示波器波形
2.阻带边界频率（fc=100MHz）,虚拟示波器波形
3.阻带内的频率（100MHz）
高勇
2010001219
4、通带内的频率（5MHz）
5、fc=50MHz时的过渡带，示波器图
(一) .实验结果与分析
1) 当频率为100MHz时，输出电压几乎衰减为零变为直线，
体现出通高频，截低频的特性
2) 当频率为5MHz时，输出电压几乎不衰减，和输入电压相比变化很小，体现出通高频特性。
3） 当频率为50MHz时，输出电压输入电压相比有了明显衰减，体现出衰减低频特性。
2、分析：从实验结果可知电源频率在通带内5MHz时，输出电压幅度与原波形差不多，当频率降至阻带边界频率100MHz时输出电压幅
度有很明显的下降，当信号发生器频率为过渡带时，输出电压幅度较原始幅度降低。综上可知，本电路高通性能良好，符合设计要求。
3．误差分析
⑴电路连接得不太紧，导致接触不良会对波形产生干扰。 ⑵选取的原件值与计算的有一定的出入。
设计7：：设计题：已知ω＝103rad/s，Z
Us=100Vs=Rs+jXs=50+j100Ω, R=100Ω, ，现手头只有电容器，问在R电源之间连接一个什
a 么样的电路，才能使R获得最大功率Pm，画出仿真电路图，
Zs
+
R
Us
- 设计内容 ：
图4.2-2
容和电阻的总阻抗为Zo=50-j100。这就要在电路中不仅串联一个电容，还要并联一个电容。计算如下：
(1/jwc2)*(1/jwc1+R)/(1/jwc2+1/jwc1+R)=50-j100；
Pm=Us*US/4R
解得：
C1=9.9uF，C2=19.9uF
Pm=50W (要用电压有效值计算)
结论分析：未经滤波器的波频率很高，而当经过滤波器的处理后，波的频率为信号发生器发出波的频率，可见通过滤波器后，数字电路未受到电源上的高频影响，设计成功。
设计3：降低电力传输损耗电路的设计。
条件： 感性的电力传输线路（包含电路损耗），负载为感性阻抗，传输
电压可变。电路等效结构如图。
要求：设计两种降低传输损耗的方法。不得改变整个电路的阻抗性质。
分别画出电路，给出详细分析。
电路图：
测量数据原图
（a）、降低电力传输损耗方法一：
（b）、降低电力传输损耗方法二：
结果：原电路输出功率及负载功率如下图
原电路输出功率 原电路负载功率
则原电路效率 η=24.320/25.522≈0.953
方法一输出功率及负载功率如下图
方法一输出功率 方法一负载功率
则方法一效率 η=28.658/29.720≈0.964
方法二输出功率及负载功率如下图
方法二输出功率 方法二负载功率
则方法二效率 η=34.711/35.060≈0.990
结论分析：方法一在感性负载两端并联电容，是负载所需的无功功率从无功电源获得部分或全部补偿，提高了设备的利用率。
方法二用高压输电，采用变压器，升高电压，Z1元件电阻不变，线路
的电流增大，因而，Z1电压增大，而P=UIcosθ，所以P值增大。
因此，以上两种方法都能提高电力传输效率，减小电力传输损耗。
西安邮电学院 微电子学 系 课程设计 过程考核
表
西安邮电学院 微电子学 系 课程设计 成绩鉴定表
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微电子1101
2012年12月17 日 至2012年12月28
日
：：：：：
课程设计内容
一、仿真设计
1、用网孔法和节点法求解电路。 如图4.1-1所示电路：
图4.1-1
（a）、用网孔电流法计算电压u的理论值。
u
（b）、利用miltisim进行电路仿真，用虚拟仪表验证计算结果。
（c）、用节点电位法计算电流i的理论值。 （d）、用虚拟仪表验证计算结果。 A解：（a）、原电路图可以等效于
按图设电路电流为is，选取逆时针方向列出网孔方程为： (1+3+1)is=-6-2+3 解得is=1A
∴原电路中流入R3的总电流i3=3+is=4A
∴u=4*1-2=2V （b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（1） 可知u=2V，故计算正确。
（c）、另独立节点a和b，设电压分别为ua、ub
(1+1/3)ua-ub=2(1+1)ub-ua=3+(-2)/1
解得
u
a
=3V
u
b
=2V
∵ua=1*(2+i) ∴i=1A
(d) 、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（1） 可知i=1A, 故计算正确。
图（1） 1、 叠加定理和齐次定理的验证。
（a）、使用叠加定理求解电压u的理论值。
(b)、利用miltisim进行电路仿真，验证叠加定理。
(c)、如果电路中的电压源扩大为原来的3倍，电流源扩大为原来的2倍，使用齐次定理，计算此时的电压u；
(d)利用miltisim对c进行电路仿真，验证齐次定理。 解：（a）、原电路图可等效于（2-1）+（2-2）
图
2-1
图2-2 2-1的电路图可等效于下图，
图2-1等效图 用网孔法可列
(4+2+1)i1-i2=0
(1+2)-i1=4-6u
u
解得
1
=-2i1+4
1
i
=-2.5A
i
2
=-17.A5
u
1
=9V
用网孔法求2-2，可列
(4+2+1)i1-2i2-i3=0
ii
2
=2
(1+2)i3-i1-i4=0
4
=3u2
u=2(i2-i1)
解得
i
1
=-1.5A
i
3
=-14.V5
u
2
=7V
∴ 可知，u=u1+u2=7+9=16V
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图2-2、图2-1等效图、图（2）
可知u1=9V
u
2
=7V u=16V故计算正确
（c）、电路图改变为
2-3
图2-3 此电路图可等效于（2-3）+（2-4）
图
2-3
图2-4
故此时电压u=u1(1)+u2(1) 根据齐次定理，u1(1)=3u1=27V
u
2(1)
=2u2=14V 故u=u
1(1)
+u2(1)=41V
（d）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图2-3、图2-4、图（——2）
图（——2）
可知u1(1)=3u1=27V,u2(1)=2u2=14V，u=u1(1)+u2(1)=41V故计算正确。 3、替代定理的验证
（a）、求R上的电压和电流i的理论值；
(b)、利用multisim进行电路仿真，分别用相应的电压源u和电流源i代替电阻R，分别测量代替前后支路1的电流i1和支路2的电压u2，验证替代定理。
解：（a）、利用网孔法可列
(1+1+2)i1-2i2-i3=2(3+2)i2-i1=-6(1+2)i1=6i=
i
3
解得 i=
9443
A≈2.186A u=
18843
A≈4.372A
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-1）
可知（a）的计算正确。
用相应电压源替代电阻R后利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-2）
图3-2
用相应电流源替代电阻R后利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图（3-3）
图3-3
可见，替代前后，电表的示值不变，故替代定理成立。
4、 中N1，N2的戴维南等效电路的参数，并根据测得参数搭建其等效电路，分别测量等效
前后外部电流I，并验证是否一致。
解：（a）、先求N1端口的开路电压，电路图如
4-1
图4-1 则由网孔法可列
3(i1-i2)+6=0(3+6)i2-3i1=6
解得
i
1
=1A
i
2
=1A 故uab=6*1=6V
求ab端的电阻Rab， 将电压，电流置零，如图
4-2
图4-2
可知 Rab=2Ω
同理可求N2端口电压Ucd=8V 和 电阻Qcd=4Ω 电路图如4-3和
4-4
图4-3 图4-4 故原电路可等效于图
4-5
图4-5 可求I=1.053A
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如图4和图4-5故I=1.053A，结果正确 5、设计一阶动态电路，验证零输入响应和零状态响应齐次性。
如图，t
（a）、计算t>0时的电压u1x(t),u1f(t)理论值，并合理搭建求解时所需仿真电路图。 (b)、若Us改为16V，重新计算u1x(t)理论值。并用示波器观察波形。找出此时u1x(t)与(a)中u1x(t)的关系。
(c)、Us仍为8V，Is改为2A，重新计算u1f(t))理论值。并用示波器观察波形。找出此时
u(t)与(a)中u(t))的关系
1f
1f
(d)、若Us改为24V，Is改为8A，计算u1(t)全响应。 解：（a）、t
uc(0-)=-8*
66+
6
=-4V
图5-1
由换路定律可知，uc(0+)=uc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图
5-2
图5-2
此时，将电流源置零如图5-3，可求电压u1x(0+)=-4*
3 63 6+2
=-2V
图5-3
将电压源置零，如图5-4，可求u1f
(0)=
+
413+16+
12
=4V
图5-4
当电路达到稳态时，电路如图5-5，可求u1x(∞)=0，u1x(∞)=
3*63+
6
*4=8V
图5-5
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S
3*63+6
=4
当
图5-6 U1零输入响应 U1零状态响应
u(t)=u(0)e
1x
1x
+
-
t
τ
=-2e
-1000t
(V)
-t
u1f(t)=u1f(∞)+[u1f(0+)-u1f(∞)]e
τ
=8-4e
-1000t
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 (b)、当us=16V时，计算如下。 t
ubc(0-)=-16*
66+
6
=-8V
图5-7
由换路定律可知，ubc(0+)=ubc(0-)=-8V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图5-8
图5-8
此时，将电流源置零如图5-9，可求电压ub1x(0+)=-8*
3 63
6+2
=-4V
图5-9
当电路达到稳态时，电路如图5-11，可求ub1x(∞)=0
图5-11
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+
3*63+6
=4
Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S U1零输入响应
u(t)=u(0)e
b1x
b1x
+
-
t
τ
=-4e
-1000t
(V)
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 此时u1x(t)与(a)中u1x(t)的关系如图
5-12
5-12 （c）、Is改成2A后，计算如下。 t
ucc(0-)=-8*
66+6
=-4V
图 5-13
由换路定律可知，ucc(0+)=ucc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图
5-14
图5-14
此时，将电压源置零，如图5-15，可求uc1f
213+16+
12
(0)=
+
=2V
图5-15
当电路达到稳态时，电路如图5-16，可求uc1x(∞)=
3*63+
6
*2=4V
图5-16
3*63+6
电路达到稳态时，将电压源置零，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S U1零状态响应
=4
u
(t)=uc1f(∞)+[uc1f(0+)-uc1f(∞)]ec1f
-
t
τ
=4-2e
-1000t
利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图，可知计算结果正确。 此时，u1f(t)与(a)中u1f(t)的关系如图
5-17
图5-17 (d)、当us=24V，
I
s
=8A时，算如下。
t
66+
6
=-12V
图5-18
由换路定律可知，电容器可用等效电压源替代，udc(0+)=udc(0-)=-12V, 故 t=0+时，如图5-19
图5-19
等效于5-20
图5-20
故 (2+2)i=16-12 可知i=1A ∴ud1(0+)=2V 当电路达到稳态时，电路如图5-21，可求ud1(∞)=
3*63+6
*8=16V
图5-21
电路达到稳态时，将独立电压源置零，受控电压源保留，从电容两端相左看的等效电阻如图5-6，Req=2+
3*63+6
=4Ω 时间常数τ=ReqC=0.001S
∴ud1(t)的全响应为
u(t)=u(∞)+[u(0)-u(∞)]e
d1
d1
d1
+
d1
-
t
τ
=16-14e
-1000t
6、所示一阶动态电路，在t
(b)、用实验仿真方法求三要素，从而求解i1全响应，并用示波器显示相应波形。
解：(a)、t
由换路定律可知，uc(0+)=uc(0-)=-4V, 故 t=0+时，电容器可用等效电压源替代，如图6-1
图6-1 用网孔法求电流i1可列： 另有： 解得：
(3+6i)A-(2+6i)B-
i6=i6=-
BA
6+4
i
1
3
ii
1
=
i
A
-iB
A
=2A
i
B
=2A
i
1
=0A
故
i(0
1
+
)=0A
66+
3
=23
≈0.667A
当电路达到稳态时，电路如图6-2，可求i1(∞)=
图6-2
电路达到稳态时，将独立电压源置零，受控电压源保留，求从电容两端相左看的等效电阻如图6-3，在开口处加电压源U s, 设电压源上电流i，则
u
s
=(2+
3*63+6
)i+3(
33+6
i)=5i ∴ Req=
i
s
=5Ω
时间常数τ=ReqC=0.5S 图6-3 故i1全响应为
+)-i(∞)]ei1(t)=i1(∞)+[i(011
-t
τ
=
23
-
23
e
-2t
（b）、利用miltisim进行电路仿真，测得虚拟仪表显示结果如以上各图及图6-4，可知计算结果正确。
图6-4
用示波器显示相应波形为图6-5
图6-5
7、电路如图，已知R=50Ω，L=2.5mHC=5μF，电源电压U=10V，角频率ω=10000rad/s,
∙
∙
∙
∙
求电流IR、IL、IC和I，并画出其相应向量图。
∙
∙
I
∙
R
=
UR
=
10∠50
∙
=
4
15
∠0A
-6
解：
I
∙
C
=jωCU=j10*5*10=
∙
*10∠0
=
12=
∠9025
I
∙
1jωL
∙
R
∙
L
U=
∙
C
1
j10*2.5*10
L
4
*10∠0-3∠09
∠-90
则 I=
I
+
I
+
I
1
5
∠0
1
22+5
-∠90
0.2≈2
∠6. 62
相向关系如图7-1
图7-1
二、综合设计
设计1：设计二极管整流电路。
条件：输入正弦电压，有效值220V，频率50Hz 。 要求：输出直流电压20±2V 电路图：
结果：示波器的波形如图，电压表值上图，
V=21.148V
结论分析：可见，正弦交流电已经变为较稳定的整流电。电压达到要求范围。 设计2：设计1阶RC滤波器。
条件：数字电路的工作时钟为5MHz，工作电压5V但是该数字电路的+5V电源上存在一个100MH z的高频干扰。
要求：设计一个简单的RC电路，高频干扰滤除。 电路图：
设计内容：
依题意显然是要设计一个低通滤波器。 使用两个工作电压为5v的交流电压源，调整
他们的频率分别为5MHz、100MHz并且将两个压源串联已达到在+5v压源上有一个100,MHz的高频干扰波。然后计算电路中的要串联的电阻值和电容值，电感和
电容要满足RC=1/5MHz
结果：信号发生器发出5MHz的信号，示波器的波形如图
频率变化
1.通带边界频率（fc=5MHz）,虚拟示波器波形
2.阻带边界频率（fc=100MHz）,虚拟示波器波形
3.阻带内的频率（100MHz）
高勇
2010001219
4、通带内的频率（5MHz）
5、fc=50MHz时的过渡带，示波器图
(一) .实验结果与分析
1) 当频率为100MHz时，输出电压几乎衰减为零变为直线，
体现出通高频，截低频的特性
2) 当频率为5MHz时，输出电压几乎不衰减，和输入电压相比变化很小，体现出通高频特性。
3） 当频率为50MHz时，输出电压输入电压相比有了明显衰减，体现出衰减低频特性。
2、分析：从实验结果可知电源频率在通带内5MHz时，输出电压幅度与原波形差不多，当频率降至阻带边界频率100MHz时输出电压幅
度有很明显的下降，当信号发生器频率为过渡带时，输出电压幅度较原始幅度降低。综上可知，本电路高通性能良好，符合设计要求。
3．误差分析
⑴电路连接得不太紧，导致接触不良会对波形产生干扰。 ⑵选取的原件值与计算的有一定的出入。
设计7：：设计题：已知ω＝103rad/s，Z
Us=100Vs=Rs+jXs=50+j100Ω, R=100Ω, ，现手头只有电容器，问在R电源之间连接一个什
a 么样的电路，才能使R获得最大功率Pm，画出仿真电路图，
Zs
+
R
Us
- 设计内容 ：
图4.2-2
容和电阻的总阻抗为Zo=50-j100。这就要在电路中不仅串联一个电容，还要并联一个电容。计算如下：
(1/jwc2)*(1/jwc1+R)/(1/jwc2+1/jwc1+R)=50-j100；
Pm=Us*US/4R
解得：
C1=9.9uF，C2=19.9uF
Pm=50W (要用电压有效值计算)
结论分析：未经滤波器的波频率很高，而当经过滤波器的处理后，波的频率为信号发生器发出波的频率，可见通过滤波器后，数字电路未受到电源上的高频影响，设计成功。
设计3：降低电力传输损耗电路的设计。
条件： 感性的电力传输线路（包含电路损耗），负载为感性阻抗，传输
电压可变。电路等效结构如图。
要求：设计两种降低传输损耗的方法。不得改变整个电路的阻抗性质。
分别画出电路，给出详细分析。
电路图：
测量数据原图
（a）、降低电力传输损耗方法一：
（b）、降低电力传输损耗方法二：
结果：原电路输出功率及负载功率如下图
原电路输出功率 原电路负载功率
则原电路效率 η=24.320/25.522≈0.953
方法一输出功率及负载功率如下图
方法一输出功率 方法一负载功率
则方法一效率 η=28.658/29.720≈0.964
方法二输出功率及负载功率如下图
方法二输出功率 方法二负载功率
则方法二效率 η=34.711/35.060≈0.990
结论分析：方法一在感性负载两端并联电容，是负载所需的无功功率从无功电源获得部分或全部补偿，提高了设备的利用率。
方法二用高压输电，采用变压器，升高电压，Z1元件电阻不变，线路
的电流增大，因而，Z1电压增大，而P=UIcosθ，所以P值增大。
因此，以上两种方法都能提高电力传输效率，减小电力传输损耗。
西安邮电学院 微电子学 系 课程设计 过程考核
表
西安邮电学院 微电子学 系 课程设计 成绩鉴定表