多路输出反激式开关电源设计

摘要:以UC3844芯片为控制核心，设计并制作了多路输出反激式开关电源。完成了多路输出反激式开关电源系统设计，完成具体模块电路详细设计，包括 EMI 滤波电路、前级保护和整流桥电路、缓冲吸收电路、高频变压器、UC3844的启动与驱动电路、电流检测和过流保护电路等。合理选择、设计和分配了开关电源各电路参数；设计出电路原理图，根据设计规范制作出 PCB，并组装出电源样机，最后对设计的样机进行测试验证。

开关电源样机输出电压稳定性较高，输出电压纹波较小，符合设计规范小于 80mV 的要求；样机整体测试结果表明，电源各项指标均符合要求，输出稳定，性能较好。

关键词：开关电源；反激式；UC3844；模块化

Design of Multi-output Flyback Switching Power Supply Abstract: It was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip UC3844 as the control core. The design of the system and specific module circuits was completed. The module circuits include EMI filter circuit, level protection and bridge rectifier circuit, snubber circuit, high frequency transformer, start and drive circuit of UC3844, current sensing and over-current protection circuit. The parameters of switching power supply circuit were chose, designed and distributed reasonably. According to the schematic circuit design and design specifications, we produced the PCB, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.

The higher stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet the design specifications to the requirements of less than 80mV; The prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance.

Keywords: switch power supply；flyback ；UC3844；Modular

1 概述 ........................................................................................................................ 1

1.1 课题研究背景与意义 ......................................................................................... 1

1.2 课题设计内容 ..................................................................................................... 1

2 反激式开关电源系统分析 ............................................................................................ 1

2.1 反激变换器工作原理分析 ................................................................................. 1

2.2 控制电路分析 ..................................................................................................... 3

2.3 系统整体架构 ..................................................................................................... 5

3系统设计 ......................................................................................................................... 5

3.1 变压器设计 ......................................................................................................... 5

3.2 控制芯片选择 ................................................................................................... 10

3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算 ....................................................... 12

3.4 缓冲吸收电路 ................................................................................................... 16

3.5 前置保护电路 ................................................................................................... 17

3.6 EMI滤波电路选择与设计 . ............................................................................... 17

3.7 输入整流滤波电路 ........................................................................................... 18

3.8 反馈电路设计 ................................................................................................... 20

3.9电流检测和过流保护电路 ................................................................................ 21

3.10 软启动电路 ..................................................................................................... 22

3.11 MOS管瞬态抑制保护电路 . ............................................................................ 22

4 系统调试 ...................................................................................................................... 23

4.1 硬件调试 ........................................................................................................... 23

4.2 空载输出电压波形测量 ................................................................................... 23

4.3 纹波测量与分析 ............................................................................................... 23

5 结束语 ...................................................................................................................... 27

参考文献 .......................................................................................................................... 28

致谢 ................................................................................................................................ 29

附录 .............................................................................................................................. 30

附录1 多路输出反激式开关电源原理图 ............................................................. 31

附录2 多路输出反激式开关电源PCB 图 . ........................................................... 32

附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单 ............................................. 33

多路输出反激式开关电源设计

1 概述

1.1 课题研究背景与意义

随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电力电子设备都离不开可靠的电源，其供电一般采用开关电源。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM ）控制IC 和MOSFET 构成。在建设资源节约型、环保示范型社会的大背景下，具有高效节能、安全环保、短小轻薄等方面优点的开关电源已经成为本学科一个重要的研究热点。

其中反激式开关电源，是开关电源拓扑中最简单的一种。输出变压器同时充当储能电感，整个电源体积小、结构简单，可同时输出多路互相隔离的电压，所以得到广泛应用。本次毕业设计制作的多路输出反激式开关电源是为各种电力电子器件供电。

1.2 课题设计内容

设计多路输出的反激式开关电源，指标如下：

(1) 输入电压：AC220V±10%

(2) 输出电压五组：三路+15V(1.0A)、两路+5V（1.0A ）

(3) 输出电压纹波:VPP ≤80mV

(4) 工作频率：100KHz

(5) 最大占空比：D max =0.42

(6) 效率η=75%

(7) 总功率：55W

给出电源主电路与控制电路的设计清单。用protel 软件进行电源电路原理图与PCB 图的设计，进行电路调试，对调试过程中出现的问题进行分析处理，获得多路输出反激式开关电源原理样机。

2 反激式开关电源系统分析

本节完成主变换电路拓扑结构的选择，对控制电路调节方式进行选取，分析给出系统整体架构图，为开关电源各电路模块设计奠定基础。

2.1 反激变换器工作原理分析

反激变换器由于电路简单，所用元件少，适用于多输出场合。反激变换器的拓扑结构如图2-1所示，其中T1是高频变压器，Q1是MOS 管，C1、C2是滤波电容，D1为整流二极管。其基本工作原理是：当开光管Q1 开通时变压器原边导通，输入的直流电压通过初级绕组向变压器灌入能量；Q1 关断时变压器内灌注的能量通过次级绕组释放，经 D1 整流、C2 滤波后供负载使用。通过PWM 脉冲产生电路 1

改变开关脉冲占空比和变压器的变比可以很容易的实现大范围的电压调整。

图2-1 反激变换器的拓扑结构

2.1.1工作方式选取

反激式开关电源主要有两种基本工作模式：(1)连续工作模式，简称 CCM ；(2)不连续工作模式，简称 DCM 。两种工作模式的电路原理图如图2-2所示。CCM 的工作原理：PWM 脉冲激励开关管导通，这时输入电压加在原边绕组上，原边电感储存能量，在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量没有释放完全，使得次级电流没有降到零便开始了下一个过程。DCM 的工作原理与 CCM 相比的不同点是在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量已经释放完全，次级电流已经降到零，下一个过程初级的电流又开始从零增加。所以 CCM 的特点是高频变压器在每个开关周期，都是从非零的能量储存状态开始的。DCM 的特点是储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉，可以得出两种模式下纹波电流与峰值电流的不同关系。DCM 的开关电流从一定幅度开始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零，初级脉动电流I R 与峰值电流I PK 的比例系数 K RP ＜1.0。DCM 的开关电流则是从零开始上升到峰值，再迅速降到零，K RP =1.0 。利用

IR 与IPK

的比例关系K RP (0～1.0) 的数值，可以定量地描述开关电源的工作模式，其中 K RP 的关系如式(2-1)所示

CCM连续工作模式

图2-2 工作模式 DCM 不连续工作模式

K RP I R （2-1） I PK

实际上 CCM 与 DCM 之间并无严格界限，而是存在一个过渡过程。对于给定的交流输入范围，K RP 值较小时对应连续的工作模式和相对较大的初级电感量，并且初级峰值电流I PK 和初级有效值电流I RSM 值较小, 这时可选用较小功率的控制器件和较大尺寸的高频变压器来实现优化设计。反之，K RP 值较大，就表示连续程度较差，初级电感量较小，而 I PK 与I RSM 较大，此时采用较大功率的控制器件和尺寸较小的高频变压器。

通过查阅相关资料，采用 CCM 可比 DCM 减小功耗大约为 25%左右。对于同样的输出功率，采用 CCM 可使用功率较小的控制芯片，或者允许控制芯片工作在较低的损耗下。此外，设计成 CCM 时，初级电路中的交流成分要比 DCM 低，并能减小趋肤效应以及高频变压器的损耗。本设计选取 K RP ＜1.0，即工作于CCM 模式。

2.2 控制电路分析

在开关电源中，控制电路的主要功能是为开关管提供比率可调的驱动脉冲，从而达到稳定输出电压的目的。常用的调制方式有三种：PWM 脉宽调制、PFM 脉频调制和PWM-PFM 调宽调频混合电路。

2.2.1 PWM脉冲宽度调制

PWM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲宽度发生变化的一种调制方式。在调制期间脉冲周期 T 是固定不变的。不论是负载电流发生变化，还是输入电压发生变化，都会引起输出电压的变化，通过反馈采样这个变化，然后经过稳压控制系统，最终使输出脉冲宽度改变，从而达到输出稳定电压的目的。脉冲宽度调制变化如图 2-3 所示，T 不变，Ton 发生变化，即脉冲宽度改变。

(a)

(b)Ton 变宽

Ton 变窄

(c)

图2-3 PWM 调节方式

2.2.2 PFM脉冲频率调制

PFM 调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，使输出脉冲周期发生变化的一种调制方式。脉冲频率调制变化如图 2-4 所示，Ton 不变，即脉冲宽度不变化，而周期发生变化，即频率改变。

(a)

(b)周期变小频率变高

(c)

周期变大频率变低

图2-4 PFM 调节方式

2.2.3 PWM-PFM脉宽脉频综合调制

PWM-PFM 脉宽脉频综合调制方式就是控制芯片根据输入电压的变化，不但使输出脉冲宽度发生变化，而且频率也同时发生变化的一种调制方式。PWM-PFM 调制方式是同时改变周期 T 和导通时间 Ton 两个参数来实现输出电压的稳定。PWM —PFM 兼有

PWM 和 PFM 的优点，调制过程如图 2-5 所示。

(a)

Ton 变化

(b)

图2-5 PWM-PFM 综合调节方式

本设计采用第一种 PWM 调制方式，属于 PWM 调制方式中的电流反馈模式。调制过程是当控制芯片UC3844的检测端电流在规定的范围内，UC3844输出占空比与检测端电流成反比。通过检测端电流的大小来改变占空比的大小，实现 PWM 调制，从而达到稳定电压的目的。

2.3 系统整体架构

多路输出反激式开关电源系统设计整体架构如图2-6所示，主要包括：前级保护电路、EMI 滤波电路、整流滤波电路、漏磁吸收回路、输出整流滤波电路、反馈电路、主控制电路等。

图 2-6 系统整体架构图

工作过程分析：接入 220V 交流电 ui ；经过保护电路之后；进行 EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为310V 左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括全波整流、滤波、高频变压器、漏磁吸收回路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级同步整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出Uo 端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。

3系统设计

设计的多路输出反激式开关电源原理图如附录1所示。本章基于系统设计整体架构，根据设计电源的功能要求和性能指标，完成了变压器的设计及各部分具体电路模块分析、设计、参数计算及选取。

3.1 变压器设计

变压器的设计在开关电源的设计过程中尤为重要，电源的性能将取决于变压器设计的合理性。如图3-1所示为变压器的设计基本流程。

图3-1变压器的设计基本流程

3.1.1 估算输出和输入功率

根据设计输出电压电流的大小，计算总的输出功率如式(3-1)所示：

P O =V O 1I O 1+V O 2I O 2+V O 3I O 3+V O 4I O 4+V O 5I O 5=5⨯1⨯2+15⨯1⨯3=55W (3-1) 根据输出功率和效率，计算输入功率如式(3-2)所示：

P in =P O

η=55≈73. 33W (3-2) 75%

3.1.2计算最小和最大直流输入电压及电流

交流电经过整流桥后，其最小和最大输入直流电压可由式(3-3)和(3-4)计算：

V in (min)=AC (min)⨯2-40=198⨯2-40≈240V (3-3)

V in (max)=AC (max)⨯2=242⨯2≈342V (3-4)

其中(3-3)式中减去的 40V 为直流纹波及整流桥压降之和的经验值，在计算最 6

小值时使用。

MOSFET ，额定电压为600V ，故在V INMAX 处，必须保留至少30V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过570V 。漏极电压为V IN +Vz，于是有

V IN +Vz=242+Vz ≤570 (3-5) Vz ≤570一342=228V (3-6) 需选择标准的180V 稳压管。

若以Vz/VOR 为函数画出上述钳位损耗曲线可发现。在所有情况下，V Z /VOR =1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此位作为最优比。则有

V OR =V Z =0. 7⨯V Z =0. 7⨯180=128V (3-7) 1. 4

5V 输出二极管正向压降为0.6V ，则匝比为

n =V OR 128==22. 86 (3-8) V o +V D 5. 6

15V 输出电压通常需经后级线性调整器调整。此种情况下，必须使变压器提供高于输出(最终所需的15V ）3~5V的电压。为线性调整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不仅能满足调整器的最小压差，而且一般也可使其在所有负载情况下均能得到已调整的15V 。然而，也有些智能的交叉调整技术使得我们可以省掉此线性调整器。尤其是在对于调整后的15V 电压要求不高，或是保证输出为最小负载时。本设计中三路15V 无后级调整器，可得15V 输出所需匝比为128/(15+l)=8，其中假设二极管有1V 压降。

根据所计算的最小和最大输入直流电压，可以算出最小和最大直流输入电流如式(3-9)和(3-10)所示：

I in (min)=P in 73. 33=≈0. 214A (3-9) V in (max)342

I in (max)=P in 73. 33=≈0. 31A (3-10) V in (min)240

3.1.3 计算脉冲信号最大占空比

当电网电压在220V ±10% 范围内变化时, 经全波整流后的直流输入电压最小为V in (min)为240V ，最大为V in (max)为 342V 。最大占空比计算如式(3-11)所示：

D MAX =V OR V OR (3-11) +(Vin (min)-V DS )

其中V OR 为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。对于本设计所用的UC3844 器件来说，V OR ≤160V , 本设计计算时取V OR =160V，V DS 为主开关导通时 D 、S 间压降，典型值为15V 。

通过计算得到：

D MAX =160≈0. 42 (3-12) 160+(240-15)

3.1.4 估算峰值电流和纹波电流

平均电流I AVG 和峰值电流I PK 可由式(3-13)和（3-14）计算：

I AVG =P O 55=≈0. 31A (3-13) ηV in (min)0. 75⨯240

I PK =I AVG 0. 31=≈1. 06A (3-14) K RP 0. 7) ⨯0. 45(1-) D M A X (1-22

K RP 一般取 0.4；对于 230V 的交流输入，K RP 一般取 0.6。一般来讲，单片反激开关电源工作于 CCM 连续工作模式，此时0. 4

纹波电流计算公式如(3-15)所示：

I R =2⨯(I PK -

代入相关数值，可得到：

I R =2⨯(1. 06-I AVG ) (3-15) D MAX 0. 31) ≈0. 75A (3-16) 0. 45

3.1.5 磁芯尺寸确定方法

设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁心的能量储存能力。若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。

但对应所需r 值，还应确保L 值大小。故若所加气除太大，则必然导致匝数增多—这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁心. 且适用于所有拓扑)

2(2+r )P I N Ve =0. 7⨯⨯cm 3 (3-17) r f

其中f 的单位为K HZ

设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将r 值设定为0.5左右。

由此可得

2(2+0. 5)81. 253 Ve =0. 7⨯⨯cm =7. 109cm 43 (3-18) 0. 5100

于是开始选取这个体积(或更大) 的磁心。在El-40中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出

Ae =1. 48cm 2 (3-19) 8

l e =7. 7cm (3-20) Ve =Ae ⨯l e =1. 48⨯7. 7=11. 39cm 63 (3-21) 稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。

电压相关方程

LI T (3-22) NA

使B 与L 相关联。由于给定频率的r 和L 表达式等效, 故结合这些公式，磁通密度变化取最大值(通过r), 即可得到非常有用的关于r(为MKS 制单位) 的电压相关方程式 B =

V ON ⨯D ⎛2⎫ N = 1+⎪⨯ (3-23) ⎝r ⎭2⨯B PK ⨯Ae ⨯f

所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。只要已知磁心面积Ae 与其磁通密度变化范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁心, 不管有无磁隙。磁通密度变化都不能超过0.3T 。所以求解N 为(此处N 为np ，一次绕组匝数)

2⎫90⨯2⨯0. 36⎛ N = 1+=31匝 (3-24) ⎪⨯-430. 5⎝⎭2⨯0. 3⨯1. 48⨯10⨯100⨯10

5V 输出的二次绕组匝数为

n s =n p

n =31=1. 356匝 (3-25) 22. 86

匝数值需为整数，但若将其约等于1匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为

n s =2匝 (3-26) 根据相同的变比(VOR不变)

n p =n s ⨯n =2⨯22. 86≈46匝 (3-27) 15V 输出绕组匝数通过计算得

15+1⨯2=5. 714≈6匝 (3-28) 5+0. 6

其中假定5V 输出二极管有0.6V 的压降,15V 输出二极管有1V 压降。

实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得B 为 n s _AUX =

V ON ⨯D ⎛2⎫ B PK = 1+⎪⨯T (3-29) ⎝r ⎭2⨯n p ⨯Ae ⨯f

但事实上并非必须使用以上方程计算。因为我们知道B PK 与匝数成反比。所以如果已知31匝对应0.3T ，则对应46匝的Bpk 应等于(保持L 、r 不变)

31⨯0. 3=0. 20217T (3-30) B PK =46

磁通密度的摆幅与幅值的关系为

2r 1⨯B PK =⨯0. 20217=0. 080868T (3-32) r +22. 5

如果开始将磁通密度变化设定为0.3T ，当二次匝数约成整数后(只进位不舍△B=2⨯B AC =去) ，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。由此所得值不但可预期估算，而且可接受。但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。这就是为何需准确设定最大的占空比和(或是) 电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。允许峰值磁通密度变化取为0.42T 。但一般实际工作磁通密度变化范围为0.3T 或是更少。

磁隙

最后, 必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有

L =

其中z 为气隙系数

z =le +μls (3-34) le 1⎛μμ0Ae⎫2⨯ ⎪⨯N H (3-33) Z ⎝le ⎭

⎛2000⨯4π⨯10-7⨯1. 48⨯10-41⎛μμ0Ae ⎫12z =⨯ ⨯ ⎪⨯N =-6 L ⎝le ⎭636⨯105. 8⨯10-2⎝⎫2⎪⎪⨯46 ⎭

所以

z = 21.33

最后，求解气隙长度

z =21. 33=5. 8+(200) l 0g

5. 8 (3-35)

l g =0. 5799mm (3-36)

由于EI-40是在两边磁柱上播入气隙，则两边的气隙垫片就必须为上述计算值的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。

3.2 控制芯片选择

开关电源的控制核心是PWM 控制芯片，这个芯片有很多选择。有UC184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，UC184x 是军用的，UC 284x是工业级的，UC384x 是商品级的。因此，肯定选择UC384x 系列。

在同一级别里，分别有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表3-1所示。

在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为: U DS =

Uin (3-37) 1-q 10

其中q 表示占空比。

表3-1 UC384x系列芯片

从公式（3-37）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT ）找到耐压超过800V 的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V ，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V ，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。

UC3844相对于同系列的UC384x ，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。

PWM 控制芯片UC3844的框图，如图 3-2所示：

Vref

R T 括号内的数字是D 后缀SO-14 封装的管脚号

图3-2 UC3844的简化框图

UC3844系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。管脚功能如表3-2所示。

表3-2 UC3844系列管脚功能

3.3 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算

3.3.1 UC3844驱动电路

UC3844的启动电压为+16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给C18充电，一旦C18的电压达到16V ，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在MOSFET 栅极的阻尼电阻（阻尼电阻可防止开关管自激振荡），驱动开关管的开关。电源进入正常工作，变压器的副边绕组的产生的交流电经D8整流滤后为芯片供电。

首先要解决的就是 PWM 芯片的供电问题，对于 UC3844 这款芯片来说，常用的供电电路是这个样的：整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻R4向芯片供电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电的任务。

为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。先要了解一下一些已知条件：芯片的工作电压是 10～16V ，要使芯片开始工作必须

使芯片的供电电压达到 16V 以上；芯片的一般工作电流是10mA ，待机电流是0.5mA （0.5mA 是最大值，标准值是0.3mA ）；芯片的最大工作电压是 36V，芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA；

D20

图3-3 UC3844的驱动电路

先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V。假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V，则电阻值 R 的取值就是：

R =342-36=10206≈10K （3-38） 30⨯10-3

也就是说电阻的取值最小不能小于 10K；

接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V，也就是说供电电流大于 0.5mA 时芯片仍能得到 16V 的电压。假设电源电压是 220-10%，则整流滤波后的直流电压是 198V ，则电阻值 R 的取值就是：

R =198-16-3=364⨯10=364K -30. 5⨯10 （3-39）

即电阻的取值应该在 10K～364K 之间。

上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持下能够正常工作，芯片的功耗又不致过大，那么应该为芯片选择个较为理想的工作电压，若为是12V ，即馈电绕组的输出是 12V。

那么这个电阻的选择应该使芯片在正常工作电流时出现在芯片引脚上的电压低于 12V，则电阻值为：

342-12=33000Ω （3-40） -310⨯10

即理想的电阻阻值应大于 33K。

这个电阻的阻值选的过大会有下面的情况：当芯片没有开始工作时，输入电压通过这个电阻向芯片电源上的滤波电容 C6 充电，直到电压达到 16V 以后芯片才会开始工作。如果这个电阻设置的过大，则在这个滤波电容 C6 有一定容量的条件下，这个充电过程会比较长，甚至会在为电源接通输入后，电源会等一会儿然后才开始工作。这种状况不是很好，所以这个电阻不宜取得过大。

因此决定把这个电阻选为 39K。在这个取值上，电阻的功率并不是很大的问题，假设 342 伏的电压全部加在电阻上，电阻的功耗是3W ，但因为它基本上是在芯片启动的那一段时间工作，所以用个 1～2 W的电阻都可以。但是必须注意到这是一个有耐压要求的电阻，基本上这应该是一个耐压 300V 的电阻，留出余量以后选用 400V 的耐压档位是比较理想的。

选定了这个电阻，其他的部分就相对简单一点了。首先是滤波用的电容，这里电容的取值是这样确定的，当电容充电到 16V 的时候，电路开始工作，除了电路本身逻辑要消耗10mA 的电流，驱动开关管还需要额外消耗40mA 电流，那么总的电流消耗大致算 50mA；而由于软启动（后面会详细介绍）、电源的逐渐稳定等等因素存在，可能在 10ms 内无法由馈电回路提供电源，此时芯片就要消耗电容存储的能量。这个存储的能量必须在 10ms 内维持不能跌落到 10V 以下，否则芯片会再次进入欠压锁定。那么在 10ms 内维持 50mA 的电流，需要的电量就是：

50⨯10-3⨯10⨯10-3=0. 5⨯10-3(C ) （3-41）

则电容量要满足：

Q 0. 5⨯10-3

C ==≈83μFΔV 6 （3-42）

实际选择 100uF，耐压 36V 的型号，再并联一个 0.1uF 的无极性的电容减少铝电解电容的 ESR 较大的影响。这个电容如果太大，会像前面说的，电路的启动过程太慢，注意这可不是通常说的对电路有保护作用的软启动。所以电容值适当就好。

馈电绕组的整流二极管选用肖特基二极管，耐压超过 36V（超过芯片内的稳压二极管，这样在芯片没有正常工作时不致被反向击穿），电流超过 100mA 即可。

开关管的选择需要做一些计算，所以除了这个是个有一定耐压要求的功率 MOS 管，先画在原理图上，其他的留待后面解决。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，这里说一下其他的一些部分。

首先是栅极电阻R12，这个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为20欧左右。此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V，即便是高耐压的管子这个电压也就

30V ，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V 的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，所以通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，本设计更倾向于加一个电压为 25V 的高速 TVS 管，即D20，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。

3.3.1 UC3844控制电路的定时电阻和电容计算

决定芯片输出频率的是定时电阻和电容，但在开始的时候必须先介绍一下芯片的电压基准。在芯片内部有一个 5V 的电压基准（对于军品和工业品级的芯片这个基准的精度是 1%，而商用级的是 2%），这个电压基准是很有用的，首先它被用来给定时电路充电，其次可以用于电压反馈电路的供电，最后可以用来在调试初期判断芯片是否正常工作。

在芯片的数据手册里，说明了在定时部分，这个 5V 电压首先通过定时电阻 R T 向定时电容C T 充电，当CT 充电到 2.8V 时，会触发一个 8.3mA 的电流源对电容放电，放电到 1.2V 时停止放电，电容再次开始充电。这个充电-放电的过程周而复始，从而确定了芯片的振荡频率。在 3842/3843 芯片中，这个振荡频率就是输出的开关频率，而在 3844/3845 芯片中，还有一个额外的逻辑在振荡器输出波形中每 2 个减掉一个，进而形成最大 50%的占空比。

另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。

电容C T

锁存器

“置位”输入

输出/补偿

锁存器

“复位”输入

输出

大R T /小C T 小R T /大C T

图3-4时序图

在开关电源最初问世的时候，受晶体管工作速度的影响，而如今已经有工作在数兆赫兹的开关电源。一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在一个正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里，计划的开关频率是100KHz ，也是就芯片的振荡频率在 200KHz 上下。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。

在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的重点，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。不能随便决定这两个元件，比如一般的金属膜电阻精度是±5%，电容的精度是±20%，芯片电压基准的±2%，再算上温度漂移以及阻值、容量随寿命的变化，很可能会出现电源一生产出来就有的能用有的则不能，冷机能用而热机不能。所以这里的电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻，而电容应选择±5%的聚丙烯（CBB ）电容或聚硫化苯（PPS ）电容。

3.4 缓冲吸收电路

RCD 吸收电路可加在变压器原边两端或开关管两端，电路拓扑如图 3-5 所示，前者称为 RCD 箝位，后者称为 RCD 缓冲，也可将它们组合使用。RCD 箝位电路比 RCD 缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特为：①电路拓扑简洁；②开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C 上，开关管漏源电压被箝位；③漏感能量消耗在电阻R 上，变换效率较低。

(a) RCD 箝位电路 (b) RCD 缓冲电路

图3-5 RCD 吸收电路

本设计是将RCD 钳位电路与RCD 缓冲电路组合，选用了电阻、电容和阻塞二极管构成的钳位电路。为了使开关管在关断的瞬间产生的很高的电压尖峰脉冲，不容易使开关管由于电压急剧升高而损坏，并且使电流采样和输出电压的波形出现很尖的脉冲，不影响系统的稳定工作，即采用如图3-6所示的缓冲吸收电路，即。其中R2、C1和D2构成反激变压器的吸收电路、C12、R5和D4构成开关管的缓冲吸收电路。

R R

图3-6 缓冲吸收电路

3.5 前置保护电路

设备的安全、

可靠性在很大程度上依赖于开关电源的保护电路。据不完全统计，电子设备的安全、可靠性问题80%源于设计。输入端保护电路是为了保护整个电源的安全而设计的。主要有以下几种结构，如图3-7 所示。

(d)(a)

(c)

(b)

(e)

图 3-7 保护电路的各种类型

其中 FU 是熔断丝，R F 是熔断电阻器，R T 是负温度系数热敏电阻器，R V 压敏电阻器。其中熔断丝起过流保护的功能，负温度系数热敏电阻器可进行通电瞬间的过流保护，压敏电阻可吸收浪涌电压，防雷击保护。根据具体需要，本设计选用保护电路a ，熔断丝采用 2A/250V 熔断管。 3.6 EMI滤波电路选择与设计

由于开关电源工作时，电源进线会引入外界的干扰，同时电源本身也是一干扰

源，通过耦合通道对电网、开关电源本身和其他设备产生干扰。在电源输入端采用了EMI 滤波器，来消除共模干扰和差模干扰。

降低 EMI 的方案有两种：一种是采用简单的π型滤波器和一个 Y 电容；另外一种是由共模电感、X 电容和Y 电容构成的 EMI 滤波器。常用交流输入开关电源常用的四种 EMI 滤波器如下图 3-8 所示。

图3-8四种EMI 滤波器结构

图 a 和图 b 均属于简易型 EMI 滤波器，其中L 为共模电感，图 a 、图 b 中的明显区别就是滤除差模干扰电容的位置不同。图c 中 C 3、C 4和 L 是用来滤除共模干扰的，而 C 1和 C 2是用来滤除差摸干扰的。当出现共模干扰时，共模电感中的两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，对共模信号呈现很大的感抗，从而抑制了共模信号的干扰。其中R 为泄放电阻，可将 C 3上累积的电荷释放掉，避免因电荷累积进而影响滤波特性，另外断电后还能使电源的输入端之间不带电，保证操作者安全。图 d 与图 c 的区别是把抑制共模干扰的电容接到了输出端之间。

本设计选择了图d, 其为典型的EMI 滤波器，其内有共模电感和滤波电容来消除共模干扰和差模干扰。 3.7 输入整流滤波电路

开关电源本质上是将直流变换到直流的，所以网电的220AC 并不能直接用于变换，必须加上整流和滤波。

整流桥的选择主要是电流和耐压，开关电源一般采用由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，是将四只硅整流管接成桥路形式，再用塑料封装而成的半导体器件，其具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。

由于输入电压是波动的，桥式整流后输出的是连续正半周的正弦波，前一个正弦波下降到250V ，反激电源即便以限定的最大占空比也无法保证输出电压的稳定时，作为电压的极限值，而直到下一个正弦波上升到这个值以上时，才会由整流桥的输出供电，而这期间，要依靠电容的放电来保证电路的正常工作，电容量必须要

满足这一要求。

图3-9输入整流滤波电路

但是如果真的进行计算就会发现要用到三角函数等等，为了简化计算，做以下简化模型：电容上的电压在输入电压峰值到来的瞬间被充到峰值电压，此后后面电路消耗的电能全部由电容供给。

该电源要求满足 AC220±22V 的电压波动，那么在整流后，最小的输入电压峰值就是：

（220-22）×1.414=280V （3-43）

在电路部分的实际设计中还要为这个值留一个波动的裕量，所以我要设计的电源在输入 250V 时仍能正常工作；那么电容上电压的波动就是 280-250=30V；接下来要确定电容充电间隔时间，根据上面的模型可以知道这个值是 10ms ：然后计算后面电路消耗的电流。原边电流峰值可由公式（3-44）求得： I PK =

2⨯P

（3-44） q ⨯V

Ipk:原边电流峰值（A ） P ：电源功率（W ） q ：占空比最大值

V ：输入电压最小值（V ）

按公式（3-44）计算出原边电流的峰值，其中电源功率算 55W ，占空比 0.42，电压 250V ，那么电流峰值就是 1.16A 。这里再次简化模型以避免积分运算，以峰值电流的一半代替平均电流计算，再考虑占空比只有 45%，那么电流就还要再小一倍，得出放电电流大约是：1.16/4=0.29A。在 10ms 内以 0.29A 放电，可以放掉的电荷量：

0. 28⨯0. 001=2. 8⨯10(C ) （3-45）

-3

Q 2. 8⨯10-3

=≈97μF （3-46）那么 C =∆V 30

不过考虑到铝电解电容 20%的容量误差和容量会随着时间推移逐渐减少，这

里我选择220uF 的电容。在大功率的电源里，这个电容的存在会影响电源的功率因数，所以有的电源设计里在电容前会加上一个电感来修正功率因数，称为 PFC

（Power Factor Correction，功率因数校正），这个概念相当于用电感和电容构成一个串联谐振电路，使这个回路对 50Hz 的频率谐振，从而对外呈现纯电阻性质的负载，而不影响功率因数。

本次设计采用了简单的桥式整流和一个 220uF/400V 的铝电解电容。输入整流滤波电路如图3-9所示。 3.8 反馈电路设计

反馈电路是这个电源设计的一个关键环节，常用的有电流反馈回路和电压反馈回路。在 UC3844 的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组向芯片提供电压的反馈的，为了实现这个反馈，采用了TL431和 PC817 构成一种新型精准的反馈回路。

OP2

5K R

R173.7K

图3-10 电压反馈电路

首先定性地说明这个电路工作的原理，由 R18 和 RW1组成电阻分压网络，使 TL431 的 1 脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使 TL431 的 1 脚上的电压低于 2.5V 时，TL431 开始起作用并在 3 脚吸入电流，这样光耦 PC817 的发光管就会亮起来，使得 PC817 的光敏管一端开始导通流过电流，并在 R13上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（RS 触发器的 R 端），这样直到：输出电压达到12V 或开关管电流达到限制或芯片本身限定的占空比的极限。

在此之前输出的开关波形都不会关断，MOS 管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。

下面是元器件参数的选择：R18 和 RW1，一般都是 RW1用精密可调电位器。R18选10K ，这个比较简单，而 RW1的值应该满足这个条件：

R 18⎫⎛

Vout =Vref ⨯ 1+⎪ （3-47）

RW 1⎝⎭

用 V out=15V，Vref=2.5V（TL431 的参考电压），R18=10K 代入计算 RW1=2K；

为了便于调节，选择 5K 的精密可调电位器。

下面是R17的值：TL431正常工作时，3 脚的电压总是 2.5V ，PC817 的发光管的导通电压为 1.2V ，为了让PC817 良好工作，应该在正常输出时让 PC817 的发光端有 3mA 的电流，这样就可以开始计算：

R 17=

Vout -V ref -V f =

I f

15-2. 5-1. 2

=3. 77K Ω （3-48） -3

3⨯10

按 E24 系列有 3.7K 的电阻值。

图中有一个 R 电阻，这是因为 TL431 有两种，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA 。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻为 TL431 提供基本的偏置电流。这个电阻的选择很简单，按1mA 的电流去算就可以了。本次设计的这个电源是15V ，所以实际的电路中不用这个电阻也没有问题。

在 PC817 的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。电源出来以后，通过更换不同值的电容直到电路在各种条件下都不振荡。 3.9电流检测和过流保护电路

在功率电路中，电压的检测相对于电流的检测要简单和容易得多电压的检测可以很方便地进行而不会对电路性能产生明显影响而对电流的检测却要复杂得多，电流的检测必须引入测量电流的检测器，检测器的引入将影响电路的性能根据具体的电路，选择合适的电流检测方案，并进行正确的电路设计，是功率电路设计成败的关键之一。在开关电源设计中，电流检测技术起着至关重要的作用。

图3-11电流检测和过流保护电路

本次设计中，电流的检测采用取样电阻R8的电压信号来完成，经R6和C13消除尖峰脉冲后送入引脚3，形成了电流的反馈回路并调节输出脉冲。一旦采样电压大于1V 时，UC3844停止输出，起到保护电路的作用。如图3-11，其中R6和C13滤波器的时间常数通常为几百纳秒.

3.10 软启动电路

本设计给电源加上了一个绝对必要的保护手段：软启动。电路如下图3-12所

示，这种连接方法将使电源获得软启动的功能。

芯片输出的开关波形受到芯片1脚上电压的限制，将这个电路连接到 1 脚后，1 脚上的电压就被 C31上的电压所箝位。C31是在芯片开始工作，有了参考电压输出以后再通过一个1M Ω的电阻充电，这样直到 C31 上的电压达到 4.1V 之前，都会对芯片的开关波形有影响。

图3-12软启动电路

电路中C31 充电到

4.1V 用时大约是 80ms，也就是说电源的输出是在 80ms 内平稳上升的，这样可以避免在电源刚开始工作时，由于没有电压反馈，而造成芯片以大占空比工作而导致的输出过冲；此外如果负载短路使得芯片保护而 Vref 消失，此时 C31 通过电容D14 迅速放电，并在 Vref 恢复后再次开始软启动的过程。这样在负载短路时电路就会受到保护。 3.11 MOS管瞬态抑制保护电路

由于 MOS 管的耐压实际上足够，这个缓冲电路并不是必须的，但是通常还是需要这个电路的，会对MOS 管起到一些保护，实际上这个缓冲电路的存在为电源的整体可靠性又争得了一些裕量。

D20

图3-13保护 MOS 管的缓冲电路

这个电路的基本原理是：当开关管断开的瞬间，会在原边绕组上激起一个反电动势，这个电动势的值前面讲过大概是输入电压的 2 倍。此时如果电路中存在上面的缓冲电路，这个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。因为关系到原边变压器的电感量，这些元件的值留待变压器设计完成后再确定。

4 系统调试

该开关电源系统的调试为硬件部分。一般的方法就是排除明显的硬件故障，再进行综合调试。调试过程是关键，在调试过程中，首先必须明确调试顺序。例如：本设计是在UC3844系统基础上建立起来的，所以必须先确定UC3844及外围电路组成的控制电路能否正常工作。接下来检查主功率电路及输出电路。 4.1 硬件调试

拿到PCB 板后，首先要检查质量，并确保没有任何方面的错误，如短路和断路，尤其要避免电源短路；元器件在安装前要逐一检查，用万用表测其数值，看是否与所用相同；完成焊接后，应先空载上电（芯片座上不插芯片），并检查各引脚的电位是否正确。若一切正常，方可在断电的情况下将芯片插入，再次检查各引脚的电位及其逻辑关系。 a. 电前检查。

任何组装好的电子电路，在通电调试之前，必须认真检查电路连线是否有误。检查的方法是对照电路图，按一定的顺序逐级对应检查。特别是注意电源是否接错，电源与地是否有短接，集成电路和晶体管的引脚是否接错，轻轻拨一拨元器件，观察焊点是否牢固等。

这个电路中，还要特别检查一下一些电解电容有没接反，因为用到的电容都比较大，接反了后通电就会引起爆炸，很危险。 b. 通电检查。

先调试好所需电源电压数值，然后再给电路接通电源。电源一经接通，先要观察是否有异常现象，如冒烟、异常气味、放电的声光、元器件发烫等。如果有，应立即关断电源，待故障排除后，方可重新接通电源。然后，测量每个集成块的电源引脚电压是否正常，以确信集成电路是否已通电工作。

图4-1为多路输出反激式开关电源系统实物图。 4.2 空载输出电压波形测量

如图所示，空载时输出波形如图4-2和4-3所示，5V 输出为 4.60V ，15V 输出为15.3V ，输出电压稳定、正常，各路电压准确度均较高，说明各电路模块选取的参数符合设计要求。 4.3 纹波测量与分析

纹波系数是指在额定电流下，输出纹波电压的有效值U RMS 与输出直流电压U O 的比值，计算公式为

γ=

U RMS

⨯100% （4-1） U O

5V 输出纹波如图 4-4所示，从波形中可读出 5V 纹波的大小约为32mV 。计算 5V 输出纹波系数为：

γ=

0. 032

⨯100%=0. 64% （4-2） 5

15V 输出纹波如图 4-5 所示，从波形中可读出 15V 纹波的大小约为 65mV 。计算 15V 输出纹波系数为：

γ=

0. 065

⨯100%=0. 43% （4-3） 15

由下面的纹波测量数据及纹波系数计算可以得到，本设计开关电源纹波比较小，均小于 80mV ，纹波系数均小于 1%，符合本设计开关电源纹波设计要求。

图4-1 多路输出反激式开关电源系统实物

图4-2 空载时5V 输出端输出波形

图4-3 空载时15V 输出端输出波形

图4-4 5V输出纹波

图4-5 15V输出纹波

5 结束语

拿到课题后，首先查阅了大量相关资料，再结合课程设计任务书中的要求，进行了方案论证，确定了设计方案：将系统主要分为输入模块、控制模块、输出模块三部分。

设计方案与元器件参数确定后，就开始采购元器件，然后进行硬件制作。在制作硬件的过程中，每制作一步，都要检查这一步的正确性，可靠性。硬件制作全部完成后，根据硬件电路图再次核对了元器件的型号，极性，安装是否正确，检查硬件电路连线是否与电路图一致。

硬件电路制作完毕后，开始调试。这个过程相当复杂艰难，出现了很多问题，例如控制芯片工作一会后发烫很厉害，实际输出与理论不符等。遇到这些问题后，首先检测硬件电路，对硬件电路的连接确定无误后若还不对，就要考虑是否参数选择不对，必须重新计算后再选，直到出现所需要的实验结果。

因为要做出开关电源实物，所以设计与调试的过程很辛苦，但我体会更多的是学到知识与能力提高之后的喜悦。大学四年的学习过程中，虽然进行了较多的实验与实习，但多数是是验证性的，很简单，很少有自己的设计。本次设计，从方案论证、参数设计、器件购买、硬件制作所有的过程都是自己一手完成，能将系统实物调试成功，本人的自信心大大增强。

通过本次设计，本人的知识领域得到进一步扩展，专业技能得到进一步提高，分析和解决实际问题的综合能力得到了提高。另外，也培养了自己严肃认真的科学态度和严谨求实的作风。由于本人水平有限，本次设计还存在一些不足之处，请老师批评指正。

参考文献

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[10]．王创社，乐开端. 开关电源两种控制模式的分析与比较[J].电力电子技术，1998（3）:78–81。

致谢

值此论文结束之际，我首先感谢我的导师顾成甦老师，本次设计是在顾老师的悉心指导下才完成的。顾老师的渊博的专业知识，严谨的治学态度，精益求精的工作作风，诲人不倦的高尚师德，朴实无华，平易近人的人格魅力对我影响深远。她不仅在这次的设计中给予我指导，而在一年来的学习及生活上也给了我无尽的关怀，这一切都是我永远不能忘怀的。再者，我感谢机电系各位老师，在设计的完成过程中，机电系的老师们给了我很多中肯的意见和建议，使我的论文得以顺利完成。

我要感谢我的所有同学，在这个团结奋斗、积极向上、充满爱心的集体中，我获得了不断进取的动力。

最后我要感谢我的家人和朋友，大学三年里是你们的点点滴滴关怀让我成长，让我顺利完成大学的学业。

附录

附录1 多路输出反激式开关电源系统原理图附录2 多路输出反激式开关电源系统PCB 图附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单

南通农业职业技术学院学生毕业论文

附录1 多路输出反激式开关电源原理图

附录2 多路输出反激式开关电源PCB 图

盐城工学院

专业学号电气工程0820601135

设计王晴审核日期2012..5

课题32

多路输出反激式开关电源设计名称

图名多路输出反激式开关电源PCB 图

班级BD 电气081姓名王晴比例

图号A4图纸一张共1张

附录3 多路输出反激式开关电源系统元器件清单