LLC设计步骤

LLC设计步骤

LLC的基本原理 LLC的设计方法 LLC的几个问题

LLC的基本原理

MOSFET适合零电压开关

1 2 CVDS + 2

开通损耗

MOSFET适合零电压开关

关断损耗

MOSFET的零电压开关

VDS

VGS

ir

关断损耗避免不了

MOSFET开通前,其Vds电压已 经为零,则为零电压开通(ZVS)

ZVS的实现需要驱动信号来时有 电流从S到D流通,LLC可以实现

LLC的架构

Lp k= Ls

L L C 两个谐振频率

1 2π LsCr 1 fr 2 = 2π (Ls + Lp )Cr fr =

LLC的详细工作过程

Acrobat Document

输入FHA等效电路

Ir

Vin 2 1 Vs = + Vin ∑ sin( 2nπfswt ) 2 π n =1, 3, 5... n

Vs1 =

2

π

Vin sin( 2πfst )

输出FHA等效电路

Vr1 Ir1

Vr1 =

4

π Ir1 = IR1 sin(2πfst − ϕR )

Vr1, Ir1同相,所以阻抗为电阻

Vo sin( 2πfst − ϕR )

2 Ts / 2 2 Io = ∫ IR1 | sin( 2πfst − ϕR ) | dt = IR1 π Ts 0

Vr1(t ) 8 Vo 8 R Re = = 2* = 2 ir1(t ) π Io π

输出FHA等效电路

等效到初级侧

RAC = n Re = n

2

2

8

π

2

R

Vp = nVr1 = n Vo

4

π

LLC的简化FHA等效电路

归一化增益

Vs1 =

2

π

Vin ⇒ Vin =

π

2

Vs1

Vp = nVr1 = n Vo ⇒ Vo =

4

π

4n

π

Vp

nVo 4n = VP | G |= = Vin π VS 1 VS 1 2 4 sLp // Rac = 1 / sCr + sLr + ( sLp // Rac)

n

π

VP

LLC的稳压原理

输入或负载变化时引起 Vp变化

Lp k= Ls

通过改变频率使1/sCr+sLr的 分压相应改变，最终维持负载 电压不变,即Vp不变

| G ( f ) |=

f x= fr

2πfrLs Q= RAC

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

LLC的DC特性

ZVS区域2

ZCS区域

ZVS区域1

ZVS区域1的波形

f>fr 开关频率大于谐振频率 上管开通前电流由S-D流通

谐振点的波形

f=fr 开关频率等于谐振频率 下管开通前电流由S-D流通

ZVS区域2的波形

f

ZCS区域的波形

0 电流由DS流过Q2 体二极管

f

LLC的设计方法

已知的条件

1. 输入电压范围 2. 输出电压、电流 3. 确定需要的谐振频率 4. 额定输入、输出满载时电源工作在fr附近

可简单得到的结果

1. 变压器变比n 2. 需要的电压增益Gmax,Gmin 3. Rac；k

需要求解的量

1. Q值，由此得到Cr,Ls,Lp 2. 最小、最大开关频率

LLC的DC特性

Gmax

ZVS区域2

ZCS区域

ZVS区域1

| G ( f ) |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

Gmax已知，3 个变量，无法 求出Q值

K值的确定

k=4 k=1

k=16 K值越小，获得相同增益 的频率变化范围越窄 K 值越大，获得相同增益 的频率变化范围越宽

K值的确定

k=1

k=4

k=16

k值越大，MOSFET在fr附近的导通 损耗和开关损耗越低 综合以上考虑k一般取2.5-6的范围

Q值的讨论

满足Gmax的 Q值有很多 Gmax

Q对初级电流的影响

Q= 2πfrLs RAC

Q ↓⇒ Ls ↓⇒ Lp = k * Ls ↓⇒ Lm = (Ls + Lp ) ↓⇒ ILP ↑

VO Irms = 8

nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 ↑⇒ η ↓ L m 2 fr 2

K值固定后，在保证ZVS的 条件下尽量选用大的Q值

k

再看变量

| G max |= k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

仍有Q, x 为未知量，需要新的条件才 能解出Q值，从而确定Cr, Lr, Lm 已知量

从阻抗想办法

LLC的阻抗特性

Zin

1 + sLr + ( sLp // Rac) sCr 1 x2k 2 xk ]} = Zo *{Q * + j[ x − + 2 2 2 2 2 2 1+ x k Q x 1+ x k Q Zin =

f x= fr Lp k= Ls 2πfrLr Q= RAC

LLC的输入阻抗

ϕ

Zin =

1 + sLr + ( sLp || Rac) sCr

Ø ZVS的条件:电流落后于电压， 即Zin为感性－－频率增加，阻 抗增加

电压 波形

电流 波形

相位差Ø为0是感性 容性的分界线

LLC的阻抗特性

虚部为零，是感性容性的分界线，由此条件得到

⎛ ⎡ 1 ⎤⎞ x2k 2 xk ⎟ Zin = Zo * ⎜ Q * + j⎢x − + 2 2 2 2 2 2 ⎥⎟ ⎜ 1+ x k Q x 1+ x k Q ⎦ ⎠ ⎣ ⎝

1 xk x− + =0 2 2 2 x 1+ x k Q

Q max( x) =

1 1 − k (1 − x 2 ) (kx) 2

再看增益公式，把Qmax(x)带入公式，可求出x，再得到 Qmax，从而得到Cr, Lr, Lm；令Q=0得空载工作频率

| G max |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Q * k * ( x) * [( x) 2 − 1]}2

代换为x 只有x是未知量

已知量

解求各参数

由最高输入电压时的增益(Gmin)和空载条件 (Q=0)求解最高工作频率

| G min |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) *[( x) 2 − 1]}2

令Q=0

已知量

k * ( x) 2 | G min |= (1 + k ) * ( x) 2 − 1

只有x是未知量

结果

f

min

=

fr 1 + k (1 − 1 G max

2

f )

max

=

fr 1 1 + k (1 − ) G min

0.95 G max 2 Q = 0.95Q max = * k+ k * G max G max 2 − 1

Q * RAC Ls = 2πfr

1 Cr = 2π * fr * RAC * Q

Lp = k * L s

ZVS的另一个限制

Im Ip

VinMax T min Im = * Ls + Lp 4 VinMax = 4 f max* ( Ls + Lp )

Vin Ip > (2Coss + Cstray ) Td

保证ZVS的Ip 输入电压最 高时的Im 核算Im>Ip， 不满足重选Q

归一化的计算步骤

1. 确定输入输出指标 2. 选择谐振频率和选择操作区域 3. 计算变压器变比和谐振元件值 4. 计算功率器件电压电流应力 5. 选择器件和变压器设计

实际计算步骤

1. 输入输出指标 输入电压范围： VinMin=250V, VinMax=420V 额定输入电压：VinNom=400VDC 输出电压电流（最大值）：24V/10A, 12V/4A 输出功率：Po=24×10＋12×4＝288W 2. 选择谐振频率和工作区域 谐振频率fr=100KHz 额定输入输出时电源工作在fr 3. 计算变压器变比和谐振元件值 3.1 理论变比

VinNom 400 2 n= 2 = = 8.1 Vo + VD 24 + 0.7

实际计算步骤

3.2 最高、最低输入电压的增益

G min = 2n *

(Vo + Vd ) (24 + 0.7) = 2 * 8.1* = 0.952 VinMax 420 (Vo + Vd ) (24 + 0.7) G max = 2n * = 2 * 8.1* = 1 .6 VinMin 250

3.3 计算等效为24V输出的负载电阻和反射电阻

VO 2 24 2 RL = = = 2Ω PO 288

RAC = n

2

8

π

2

RL = 8.1 *

2

8

π

2

* 2 = 106.5

实际计算步骤

3.4 取k＝3 3.5 计算Q,fmin,fmax,Ls,Lp,Cr

0.95 G max 2 0.95 1 .6 2 Q

= * k+ = * 3+ 2 = 0.426 2 k * G max G max − 1 3 *1.6 1.6 − 1

f

min

=

fr 1 + k (1 − 1 G max

2

= ) =

100 1 1 + 3(1 − 2 ) 1.6 100 1 1 + 3(1 − ) 0.952

= 59.5 KHz

f

max

=

fr 1 1 + k (1 − ) G min

= 108.5 KHz

实际计算步骤

1 1 Cr = = = 35nF 2π * fr * RAC * Q 2π *100 *106.5 * 0.426

Q * RAC 0.426 *106.5 Ls = = = 72uH 2πfr 2π *100

Lp = k * Lr = 3 * 72 = 216uH

3.6 核算Im>Ip

VinMax 420 Im = = = 3.36 A 4 f max* ( Lr + Lp ) 4 *108.5 * (72 + 216)

Ip = (2Coss + Cstray )

Vin 420 = 500 *10 −12 * = 1.05 A −9 Td 200 *10

Im > Ip

如不满足需降低Q或增大Lr+Lp

实际计算步骤

4. 计算功率器件电压电流应力 4.1 初级电流有效值

VO Irms = 8nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 = 1.6 A L m 2 fr 2

4.2 MOSFET电压,电流最大值,电流有效值

VMos = VinMax = 420V

IMax _ Mos = IOCP

1.6 Irms _ Mos = Irms = = 1.13 A 2 2

PConduct _ loss = Irms _ Mos Rds = 1.28 Rds

2

实际计算步骤

4.3 次级整流管电压,电流,损耗(24V输出）

VD _ Max = 2 *VO = 2 * 24 = 48 Io 10 ID _ Avg = = = 5 A(24V ) 2 2 PD _ Conduct _ loss = VD _ Conduct _ Avg * ID _ Avg = 0.7 * 5 = 3.5W

4.4 谐振电容电流有效值、最大电压

VO ICr _ rms = Irms = 8nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 = 1.6 A Lm 2 fr 2

Vin _ Max 1 420 IOCP + 2 * Irms _ Max * = + VCr _ Max ≅ 2 2πfrCr 2 2πfrCr

实际计算步骤

4.5 输出电容的电流有效值(f=fr,24V输出)

π 2 −8 ⎛ πIo ⎞ ICo _ Rms = ⎜ Io = 2.32 A ⎟ − Io 2 = 8 ⎝2 2⎠

2

实际计算步骤

5. 选择器件和变压器设计 MOSFET: 满足20％裕量,电压500V，电流从发热和Coss考虑(保证 高压时ZVS) Cr: 满足RMS电流的要求，电压为计算值1.5倍左右 Co:满足RMS电流要求 D: 电压满足20％裕量;电流考虑到不平衡,取40％裕量，其余从发热考虑 变压器实际变比

Lr + Lp k +1 3 +1 nreal = n * = n* = 8 .1 * = 9.35 Lp k 3

实际计算步骤

初级最小匝数(EER40)

nreal (Vo + Vd ) 9.35(24 + 0.7) NP _ Min = = *103 = 32.5 2 f min* ∆B * Ae 2 * 59.5 * 0.4 *149

选择次级匝数，计算初级匝数使其大于32.5T N12=2T; N24=4T Np=9.35*4=37.4>33 最终结果： Np=37T N12=2T N24=4T

LLC的几个问题讨论

1. 变压器变比和结构 2. 电流不对称 3. 控制环路

LLC变压器磁阻模型

除了普通变压器的空气漏 磁外,LLC变压器有新的漏 磁路径，使漏感很大

磁电对偶关系 得到电路模型

LLC变压器电路模型

半个周期只有一路导通

漏感会使谐振时 的输出电压变高

LLC变压器电路模型

a为理论变比,n 为实际变比

由于fr时的增益>1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压

LLC变压器漏感的调整

增加初次级的距离增加了漏感

一个变压器实测结果

初次级都不加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=123uH 在次级加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=140uH

初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=146uH 初级、次级都加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=160uH

档墙

次级加的位置

可能的变压器集成方式

A

B

C

D

驱动不对称造成电流不对称

•

•

实际测量结果： 二极管经受2.4%的占空比 失衡时，就会存在±20% 的RMS电流失配 导致二极管过度设计

驱动对称就好了吗？

电流不平衡由正负半 周的漏感不同引起

双线并绕可以减少这种情况 驱动几乎完全对称

LLC控制环路

1. 由于调制频率在谐振频率范围，LLC不适合于状态空间法 2. 见于论文的是扩展描述法，但相当复杂 3. 目前常用的是时域仿真的方法 优点：只需要开关模型，很多软件工具可用，如Simplis。 结果和实际一致（其实就相当于网络分析仪测试） 缺点：无法取得零、极点的数学表达，所以不能用数学 工具设计反馈

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1

LPF moves Load decrease (Fr=66KHz, simulations around 90KHz)

Double pole 25KHz

ESR zero 10KHz

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2

LPF moves Load decrease (Fr=66KHz, simulations around 75kHz) Double pole 10KHz

ESR zero 10KHz

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 一个低频极点，其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr)，当开关频率接近谐振频率时，双极点 分成两个极点(低Q值双极点)，一个接近于低频极点，一个在比 较高的频率

谐振频率处不同负载时的小信号传递特性

Double pole Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

谐振频率处不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 一个低频极点，其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr)，当开关频率接近谐振频率时，双极点 分成两个极点(低Q值双极点)，一个接近于低频极点，一个移到 比较高的频率 4. 有RHPZ存在，但频率非常高，远大于一般AC/DC的带宽，不会 影响补偿

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1

(Fr=66KHz, simulations around 52kHz) Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2

(Fr=66KHz, simulations around 47kHz) Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 低频双极点，其位置相当稳定，随开关频率移动很小 3. 有RHPZ存在，但频率非常高，远大于一般AC/DC的带宽，不会 影响补偿

反馈补偿方案

1 1 1 + || V 1 = − sC1 sC 2 R 2 *Vo R1

零点放在低频 初，补偿轻载 时的低频极点 零点放在双极 点处，提高带 宽和相位

Id = Vo

[1+ s(R1+ R2)C1]

*[1+ s(R3+ R4)C3] Vo −V1 /Vo ≈ 1 ⎞ sR R4C1(1+ sR2C2)(1+ sR3C3) 1 ⎛ R4 || ⎜ R3+ ⎟ sC3⎠ ⎝

低频极点，提 高低频增益(R4) 衰减开关噪音 抵消ESR零点

3型补偿网络

一款新颖的控制芯片

HiperPLC：LCD TV主电源解决方案

• 集成度最高的LCD TV，LED路灯主电源解决方案

– 集成了PFC、LLC控制器以及LLC半桥驱动器

• 非常适合150 W至600 W的功率应用

主要特点及优点

1. 连续模式PFC，Doff 控制无需检测输入波形 CCM模式降低了差模干扰和磁损，Doff控制减少了外部元件 2. PFC与LLC级之间的频率相位锁定 避免差频干扰，纹波电流抵消降低了高压电解成本 3. PFC/LLC避免边缘冲突 避免了互相干扰 4. 占空比匹配与严格限制的死区时间优化了LLC效率 两相不平衡度小于1％ 5. 集成了供电控制和各种保护功能

HiperPLC LLC/PFC同步可节省成本

• • • LLC与PFC之间无差频 纹波抵消 无内部边缘冲突 – 边缘从不相交，这样可以降 低噪声及互相干扰 简化单层电路板的布局

LLC半桥

•

PFC围绕LLC边 缘对称分布

PFC漏极

HiperPLC – 显示LLC与PFC相 位锁定

实测波形

PFC & LLC 仿真

纹波减少 (Vac(max), 接近正弦)

PFC 电流流入 PFC 输出电容

LLC 流出 PFC 输出 电容

PFC 输出电容的电流减 少 (电流抵消)

参考设计结构框图

升压MOSFET开关和PFC二极管 •低成本的超快或ST高效二极管 •低RMS电流降低MOSFET损耗

辅助电源 升压扼流圈 EMI 滤波 器 升压电容 升压MOSFET 输出滤波 器 功率二极管

5V待机

TinySwitch-III待机电源 •待机功耗低 •集成度高 •符合新的能效标准

功率 MOSFET

24V

低成本PFC扼流圈 •无需使用利兹线 •小磁芯尺寸 •低AC磁通量、低AC纹波 低成本EMI滤波器 •纹波电流抵消降低了差模EMI •连续模式PFC降低了差模EMI

PFC 驱动 器

高端/ 低端 驱动 器

功率 MOSFET

辅助 输出 端

PFC与LLC 控制 HiperPLC 升压电容 •纹波电流抵消意味着电容尺寸更小、成 本更低

HiperPLC集成的控制器 •PFC与LLC控制器同步 •集成的LLC高端/低端驱动器 •LLC零电压开关 •集成的控制/保护功能

参考样板

PLC810

LLC设计步骤

LLC的基本原理 LLC的设计方法 LLC的几个问题

LLC的基本原理

MOSFET适合零电压开关

1 2 CVDS + 2

开通损耗

MOSFET适合零电压开关

关断损耗

MOSFET的零电压开关

VDS

VGS

ir

关断损耗避免不了

MOSFET开通前,其Vds电压已 经为零,则为零电压开通(ZVS)

ZVS的实现需要驱动信号来时有 电流从S到D流通,LLC可以实现

LLC的架构

Lp k= Ls

L L C 两个谐振频率

1 2π LsCr 1 fr 2 = 2π (Ls + Lp )Cr fr =

LLC的详细工作过程

Acrobat Document

输入FHA等效电路

Ir

Vin 2 1 Vs = + Vin ∑ sin( 2nπfswt ) 2 π n =1, 3, 5... n

Vs1 =

2

π

Vin sin( 2πfst )

输出FHA等效电路

Vr1 Ir1

Vr1 =

4

π Ir1 = IR1 sin(2πfst − ϕR )

Vr1, Ir1同相,所以阻抗为电阻

Vo sin( 2πfst − ϕR )

2 Ts / 2 2 Io = ∫ IR1 | sin( 2πfst − ϕR ) | dt = IR1 π Ts 0

Vr1(t ) 8 Vo 8 R Re = = 2* = 2 ir1(t ) π Io π

输出FHA等效电路

等效到初级侧

RAC = n Re = n

2

2

8

π

2

R

Vp = nVr1 = n Vo

4

π

LLC的简化FHA等效电路

归一化增益

Vs1 =

2

π

Vin ⇒ Vin =

π

2

Vs1

Vp = nVr1 = n Vo ⇒ Vo =

4

π

4n

π

Vp

nVo 4n = VP | G |= = Vin π VS 1 VS 1 2 4 sLp // Rac = 1 / sCr + sLr + ( sLp // Rac)

n

π

VP

LLC的稳压原理

输入或负载变化时引起 Vp变化

Lp k= Ls

通过改变频率使1/sCr+sLr的 分压相应改变，最终维持负载 电压不变,即Vp不变

| G ( f ) |=

f x= fr

2πfrLs Q= RAC

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

LLC的DC特性

ZVS区域2

ZCS区域

ZVS区域1

ZVS区域1的波形

f>fr 开关频率大于谐振频率 上管开通前电流由S-D流通

谐振点的波形

f=fr 开关频率等于谐振频率 下管开通前电流由S-D流通

ZVS区域2的波形

f

ZCS区域的波形

0 电流由DS流过Q2 体二极管

f

LLC的设计方法

已知的条件

1. 输入电压范围 2. 输出电压、电流 3. 确定需要的谐振频率 4. 额定输入、输出满载时电源工作在fr附近

可简单得到的结果

1. 变压器变比n 2. 需要的电压增益Gmax,Gmin 3. Rac；k

需要求解的量

1. Q值，由此得到Cr,Ls,Lp 2. 最小、最大开关频率

LLC的DC特性

Gmax

ZVS区域2

ZCS区域

ZVS区域1

| G ( f ) |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

Gmax已知，3 个变量，无法 求出Q值

K值的确定

k=4 k=1

k=16 K值越小，获得相同增益 的频率变化范围越窄 K 值越大，获得相同增益 的频率变化范围越宽

K值的确定

k=1

k=4

k=16

k值越大，MOSFET在fr附近的导通 损耗和开关损耗越低 综合以上考虑k一般取2.5-6的范围

Q值的讨论

满足Gmax的 Q值有很多 Gmax

Q对初级电流的影响

Q= 2πfrLs RAC

Q ↓⇒ Ls ↓⇒ Lp = k * Ls ↓⇒ Lm = (Ls + Lp ) ↓⇒ ILP ↑

VO Irms = 8

nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 ↑⇒ η ↓ L m 2 fr 2

K值固定后，在保证ZVS的 条件下尽量选用大的Q值

k

再看变量

| G max |= k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) * [( x) 2 − 1]}2

仍有Q, x 为未知量，需要新的条件才 能解出Q值，从而确定Cr, Lr, Lm 已知量

从阻抗想办法

LLC的阻抗特性

Zin

1 + sLr + ( sLp // Rac) sCr 1 x2k 2 xk ]} = Zo *{Q * + j[ x − + 2 2 2 2 2 2 1+ x k Q x 1+ x k Q Zin =

f x= fr Lp k= Ls 2πfrLr Q= RAC

LLC的输入阻抗

ϕ

Zin =

1 + sLr + ( sLp || Rac) sCr

Ø ZVS的条件:电流落后于电压， 即Zin为感性－－频率增加，阻 抗增加

电压 波形

电流 波形

相位差Ø为0是感性 容性的分界线

LLC的阻抗特性

虚部为零，是感性容性的分界线，由此条件得到

⎛ ⎡ 1 ⎤⎞ x2k 2 xk ⎟ Zin = Zo * ⎜ Q * + j⎢x − + 2 2 2 2 2 2 ⎥⎟ ⎜ 1+ x k Q x 1+ x k Q ⎦ ⎠ ⎣ ⎝

1 xk x− + =0 2 2 2 x 1+ x k Q

Q max( x) =

1 1 − k (1 − x 2 ) (kx) 2

再看增益公式，把Qmax(x)带入公式，可求出x，再得到 Qmax，从而得到Cr, Lr, Lm；令Q=0得空载工作频率

| G max |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Q * k * ( x) * [( x) 2 − 1]}2

代换为x 只有x是未知量

已知量

解求各参数

由最高输入电压时的增益(Gmin)和空载条件 (Q=0)求解最高工作频率

| G min |=

k * ( x) 2 {(1 + k ) * ( x) 2 − 1}2 + {Qk ( x) *[( x) 2 − 1]}2

令Q=0

已知量

k * ( x) 2 | G min |= (1 + k ) * ( x) 2 − 1

只有x是未知量

结果

f

min

=

fr 1 + k (1 − 1 G max

2

f )

max

=

fr 1 1 + k (1 − ) G min

0.95 G max 2 Q = 0.95Q max = * k+ k * G max G max 2 − 1

Q * RAC Ls = 2πfr

1 Cr = 2π * fr * RAC * Q

Lp = k * L s

ZVS的另一个限制

Im Ip

VinMax T min Im = * Ls + Lp 4 VinMax = 4 f max* ( Ls + Lp )

Vin Ip > (2Coss + Cstray ) Td

保证ZVS的Ip 输入电压最 高时的Im 核算Im>Ip， 不满足重选Q

归一化的计算步骤

1. 确定输入输出指标 2. 选择谐振频率和选择操作区域 3. 计算变压器变比和谐振元件值 4. 计算功率器件电压电流应力 5. 选择器件和变压器设计

实际计算步骤

1. 输入输出指标 输入电压范围： VinMin=250V, VinMax=420V 额定输入电压：VinNom=400VDC 输出电压电流（最大值）：24V/10A, 12V/4A 输出功率：Po=24×10＋12×4＝288W 2. 选择谐振频率和工作区域 谐振频率fr=100KHz 额定输入输出时电源工作在fr 3. 计算变压器变比和谐振元件值 3.1 理论变比

VinNom 400 2 n= 2 = = 8.1 Vo + VD 24 + 0.7

实际计算步骤

3.2 最高、最低输入电压的增益

G min = 2n *

(Vo + Vd ) (24 + 0.7) = 2 * 8.1* = 0.952 VinMax 420 (Vo + Vd ) (24 + 0.7) G max = 2n * = 2 * 8.1* = 1 .6 VinMin 250

3.3 计算等效为24V输出的负载电阻和反射电阻

VO 2 24 2 RL = = = 2Ω PO 288

RAC = n

2

8

π

2

RL = 8.1 *

2

8

π

2

* 2 = 106.5

实际计算步骤

3.4 取k＝3 3.5 计算Q,fmin,fmax,Ls,Lp,Cr

0.95 G max 2 0.95 1 .6 2 Q

= * k+ = * 3+ 2 = 0.426 2 k * G max G max − 1 3 *1.6 1.6 − 1

f

min

=

fr 1 + k (1 − 1 G max

2

= ) =

100 1 1 + 3(1 − 2 ) 1.6 100 1 1 + 3(1 − ) 0.952

= 59.5 KHz

f

max

=

fr 1 1 + k (1 − ) G min

= 108.5 KHz

实际计算步骤

1 1 Cr = = = 35nF 2π * fr * RAC * Q 2π *100 *106.5 * 0.426

Q * RAC 0.426 *106.5 Ls = = = 72uH 2πfr 2π *100

Lp = k * Lr = 3 * 72 = 216uH

3.6 核算Im>Ip

VinMax 420 Im = = = 3.36 A 4 f max* ( Lr + Lp ) 4 *108.5 * (72 + 216)

Ip = (2Coss + Cstray )

Vin 420 = 500 *10 −12 * = 1.05 A −9 Td 200 *10

Im > Ip

如不满足需降低Q或增大Lr+Lp

实际计算步骤

4. 计算功率器件电压电流应力 4.1 初级电流有效值

VO Irms = 8nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 = 1.6 A L m 2 fr 2

4.2 MOSFET电压,电流最大值,电流有效值

VMos = VinMax = 420V

IMax _ Mos = IOCP

1.6 Irms _ Mos = Irms = = 1.13 A 2 2

PConduct _ loss = Irms _ Mos Rds = 1.28 Rds

2

实际计算步骤

4.3 次级整流管电压,电流,损耗(24V输出）

VD _ Max = 2 *VO = 2 * 24 = 48 Io 10 ID _ Avg = = = 5 A(24V ) 2 2 PD _ Conduct _ loss = VD _ Conduct _ Avg * ID _ Avg = 0.7 * 5 = 3.5W

4.4 谐振电容电流有效值、最大电压

VO ICr _ rms = Irms = 8nRL

2n 4 RL2 + 8π 2 = 1.6 A Lm 2 fr 2

Vin _ Max 1 420 IOCP + 2 * Irms _ Max * = + VCr _ Max ≅ 2 2πfrCr 2 2πfrCr

实际计算步骤

4.5 输出电容的电流有效值(f=fr,24V输出)

π 2 −8 ⎛ πIo ⎞ ICo _ Rms = ⎜ Io = 2.32 A ⎟ − Io 2 = 8 ⎝2 2⎠

2

实际计算步骤

5. 选择器件和变压器设计 MOSFET: 满足20％裕量,电压500V，电流从发热和Coss考虑(保证 高压时ZVS) Cr: 满足RMS电流的要求，电压为计算值1.5倍左右 Co:满足RMS电流要求 D: 电压满足20％裕量;电流考虑到不平衡,取40％裕量，其余从发热考虑 变压器实际变比

Lr + Lp k +1 3 +1 nreal = n * = n* = 8 .1 * = 9.35 Lp k 3

实际计算步骤

初级最小匝数(EER40)

nreal (Vo + Vd ) 9.35(24 + 0.7) NP _ Min = = *103 = 32.5 2 f min* ∆B * Ae 2 * 59.5 * 0.4 *149

选择次级匝数，计算初级匝数使其大于32.5T N12=2T; N24=4T Np=9.35*4=37.4>33 最终结果： Np=37T N12=2T N24=4T

LLC的几个问题讨论

1. 变压器变比和结构 2. 电流不对称 3. 控制环路

LLC变压器磁阻模型

除了普通变压器的空气漏 磁外,LLC变压器有新的漏 磁路径，使漏感很大

磁电对偶关系 得到电路模型

LLC变压器电路模型

半个周期只有一路导通

漏感会使谐振时 的输出电压变高

LLC变压器电路模型

a为理论变比,n 为实际变比

由于fr时的增益>1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压

LLC变压器漏感的调整

增加初次级的距离增加了漏感

一个变压器实测结果

初次级都不加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=123uH 在次级加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=140uH

初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=146uH 初级、次级都加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=160uH

档墙

次级加的位置

可能的变压器集成方式

A

B

C

D

驱动不对称造成电流不对称

•

•

实际测量结果： 二极管经受2.4%的占空比 失衡时，就会存在±20% 的RMS电流失配 导致二极管过度设计

驱动对称就好了吗？

电流不平衡由正负半 周的漏感不同引起

双线并绕可以减少这种情况 驱动几乎完全对称

LLC控制环路

1. 由于调制频率在谐振频率范围，LLC不适合于状态空间法 2. 见于论文的是扩展描述法，但相当复杂 3. 目前常用的是时域仿真的方法 优点：只需要开关模型，很多软件工具可用，如Simplis。 结果和实际一致（其实就相当于网络分析仪测试） 缺点：无法取得零、极点的数学表达，所以不能用数学 工具设计反馈

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1

LPF moves Load decrease (Fr=66KHz, simulations around 90KHz)

Double pole 25KHz

ESR zero 10KHz

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2

LPF moves Load decrease (Fr=66KHz, simulations around 75kHz) Double pole 10KHz

ESR zero 10KHz

高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 一个低频极点，其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr)，当开关频率接近谐振频率时，双极点 分成两个极点(低Q值双极点)，一个接近于低频极点，一个在比 较高的频率

谐振频率处不同负载时的小信号传递特性

Double pole Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

谐振频率处不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 一个低频极点，其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr)，当开关频率接近谐振频率时，双极点 分成两个极点(低Q值双极点)，一个接近于低频极点，一个移到 比较高的频率 4. 有RHPZ存在，但频率非常高，远大于一般AC/DC的带宽，不会 影响补偿

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1

(Fr=66KHz, simulations around 52kHz) Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2

(Fr=66KHz, simulations around 47kHz) Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load

RHPZ ESR zero

低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性

1. 一个零点，有电容的ESR形成 2. 低频双极点，其位置相当稳定，随开关频率移动很小 3. 有RHPZ存在，但频率非常高，远大于一般AC/DC的带宽，不会 影响补偿

反馈补偿方案

1 1 1 + || V 1 = − sC1 sC 2 R 2 *Vo R1

零点放在低频 初，补偿轻载 时的低频极点 零点放在双极 点处，提高带 宽和相位

Id = Vo

[1+ s(R1+ R2)C1]

*[1+ s(R3+ R4)C3] Vo −V1 /Vo ≈ 1 ⎞ sR R4C1(1+ sR2C2)(1+ sR3C3) 1 ⎛ R4 || ⎜ R3+ ⎟ sC3⎠ ⎝

低频极点，提 高低频增益(R4) 衰减开关噪音 抵消ESR零点

3型补偿网络

一款新颖的控制芯片

HiperPLC：LCD TV主电源解决方案

• 集成度最高的LCD TV，LED路灯主电源解决方案

– 集成了PFC、LLC控制器以及LLC半桥驱动器

• 非常适合150 W至600 W的功率应用

主要特点及优点

1. 连续模式PFC，Doff 控制无需检测输入波形 CCM模式降低了差模干扰和磁损，Doff控制减少了外部元件 2. PFC与LLC级之间的频率相位锁定 避免差频干扰，纹波电流抵消降低了高压电解成本 3. PFC/LLC避免边缘冲突 避免了互相干扰 4. 占空比匹配与严格限制的死区时间优化了LLC效率 两相不平衡度小于1％ 5. 集成了供电控制和各种保护功能

HiperPLC LLC/PFC同步可节省成本

• • • LLC与PFC之间无差频 纹波抵消 无内部边缘冲突 – 边缘从不相交，这样可以降 低噪声及互相干扰 简化单层电路板的布局

LLC半桥

•

PFC围绕LLC边 缘对称分布

PFC漏极

HiperPLC – 显示LLC与PFC相 位锁定

实测波形

PFC & LLC 仿真

纹波减少 (Vac(max), 接近正弦)

PFC 电流流入 PFC 输出电容

LLC 流出 PFC 输出 电容

PFC 输出电容的电流减 少 (电流抵消)

参考设计结构框图

升压MOSFET开关和PFC二极管 •低成本的超快或ST高效二极管 •低RMS电流降低MOSFET损耗

辅助电源 升压扼流圈 EMI 滤波 器 升压电容 升压MOSFET 输出滤波 器 功率二极管

5V待机

TinySwitch-III待机电源 •待机功耗低 •集成度高 •符合新的能效标准

功率 MOSFET

24V

低成本PFC扼流圈 •无需使用利兹线 •小磁芯尺寸 •低AC磁通量、低AC纹波 低成本EMI滤波器 •纹波电流抵消降低了差模EMI •连续模式PFC降低了差模EMI

PFC 驱动 器

高端/ 低端 驱动 器

功率 MOSFET

辅助 输出 端

PFC与LLC 控制 HiperPLC 升压电容 •纹波电流抵消意味着电容尺寸更小、成 本更低

HiperPLC集成的控制器 •PFC与LLC控制器同步 •集成的LLC高端/低端驱动器 •LLC零电压开关 •集成的控制/保护功能

参考样板

PLC810