关于参数的选择各种意见：
一、 这是CMG 大师的论述:
R6的取值,R6的值不是任意取的, 要考虑两个因素:1)431参考输入端的电流, 一般此电流为2uA 左右, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响, 一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上, 所以此电阻要小于
2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求, 如有此要求, 在满足《12.5K 的情况下尽量取大值.
431要求有1mA 的工作电流, 也就是R1的电流接近于零时, 也要保证431有1mA, 所以R3
R1的取值要保证TOP 控制端取得所需要的电流, 假设用PC817A, 其CTR=0.8-1.6,取低限0.8, 要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值(15-2.5-1.3)/50=226欧姆. 要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.
R5C4形成一个在原点的极点, 用于提升低频增益, 来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差,R4C4形成一个零点, 来提升相位, 要放在带宽频率的前面来增加相位裕度, 具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低, 其提升的相位越高, 当然最大只有90度, 但其频率很低时低频增益也会减低, 一般放在带宽的1/5初, 约提升相位78度.
这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法, 对初级任何控制IC 都使用, 补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解. 希望对大家有益!!!!!!
二、 V o 的接法.
反馈电压V o 的接法基本上有2种.A) 从最终输出段子接;B) 在输出的LC 滤波
前接. 采用接法A, 可以直接反应输出电压, 但是却在整个系统中引入了一个LC 的二阶系统, 不利于反馈调节, 而且也会减缓对输出负载变换的动态响应. 采用接法B, 避开了这个LC 的二阶系统, 简化了整个系统. 而通过L 之后, 电压降一般都很小, 所以通常采用的方法是把V o 接在输出的LC 滤波器前面. 至此, 这个由光耦和TL431组成的反馈系统直流偏置部分就分析计算完毕.
三、 动态工作点小信号分析以及计算.
当电源工作在一个稳定的状态的时候, 就可以进行小信号的交流分
析.
1. 基本传递函数的推导及说明.
根据TL431的规格书描述, 可以把TL431描述为图三所示器件组合
从图三所示, 可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放. 则可以把图一的
TL431部分用图四来表示
则小信号波动时候, 从图一中可以得到 可以表示为以下等式:
这是一个由着一个零点,2个极点的, 典型的II 类系统.
2. 零极点和原点增益的安排规则, 及各参数的确定.
确定反馈系统的零极点以及增益, 需要首先知道功率部分的传递函数, 然后才能做补偿. 功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出, 可以参见
(B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, Kluwers Academic Publishers,ISBN0-7932-7270-0)
2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.
穿越频率越高, 系统就有越大的带宽, 对负载响应和线电压响应就越快. 由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得, 穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍. 带宽越宽, 越容易引入噪声, 系统的稳定性越差, 在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k 赫兹. 本例中设定fc 为2kHz.
2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.
穿越频率越高, 系统就有越大的带宽, 对负载响应和线电压响应就越快. 由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得, 穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.
带宽越宽, 越容易引入噪声, 系统的稳定性越差, 在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k 赫兹. 本例中设定fc 为2kHz.
2.2 反馈系统设计
反馈系统设计, 要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零, 即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.)
关于参数的选择各种意见：
一、 这是CMG 大师的论述:
R6的取值,R6的值不是任意取的, 要考虑两个因素:1)431参考输入端的电流, 一般此电流为2uA 左右, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响, 一般取流过电阻R6的电流为参考段电流的100倍以上, 所以此电阻要小于
2.5V/200uA=12.5K. 2)待机功耗的要求, 如有此要求, 在满足《12.5K 的情况下尽量取大值.
431要求有1mA 的工作电流, 也就是R1的电流接近于零时, 也要保证431有1mA, 所以R3
R1的取值要保证TOP 控制端取得所需要的电流, 假设用PC817A, 其CTR=0.8-1.6,取低限0.8, 要求流过光二极管的最大电流=6/0.8=7.5mA,所以R1的值(15-2.5-1.3)/50=226欧姆. 要同时满足这两个条件:226R5的取值上面的计算没有什么问题.
R5C4形成一个在原点的极点, 用于提升低频增益, 来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率, 即静态误差,R4C4形成一个零点, 来提升相位, 要放在带宽频率的前面来增加相位裕度, 具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少,R4C4的频率越低, 其提升的相位越高, 当然最大只有90度, 但其频率很低时低频增益也会减低, 一般放在带宽的1/5初, 约提升相位78度.
这就是431取样补偿部分除补偿网络以外其他元件值的完整的计算方法, 对初级任何控制IC 都使用, 补偿网络的计算会在15号的研讨会上讲解. 希望对大家有益!!!!!!
二、 V o 的接法.
反馈电压V o 的接法基本上有2种.A) 从最终输出段子接;B) 在输出的LC 滤波
前接. 采用接法A, 可以直接反应输出电压, 但是却在整个系统中引入了一个LC 的二阶系统, 不利于反馈调节, 而且也会减缓对输出负载变换的动态响应. 采用接法B, 避开了这个LC 的二阶系统, 简化了整个系统. 而通过L 之后, 电压降一般都很小, 所以通常采用的方法是把V o 接在输出的LC 滤波器前面. 至此, 这个由光耦和TL431组成的反馈系统直流偏置部分就分析计算完毕.
三、 动态工作点小信号分析以及计算.
当电源工作在一个稳定的状态的时候, 就可以进行小信号的交流分
析.
1. 基本传递函数的推导及说明.
根据TL431的规格书描述, 可以把TL431描述为图三所示器件组合
从图三所示, 可以把TL431的内部看成一个高阻抗输入的运放. 则可以把图一的
TL431部分用图四来表示
则小信号波动时候, 从图一中可以得到 可以表示为以下等式:
这是一个由着一个零点,2个极点的, 典型的II 类系统.
2. 零极点和原点增益的安排规则, 及各参数的确定.
确定反馈系统的零极点以及增益, 需要首先知道功率部分的传递函数, 然后才能做补偿. 功率部分的传递函数可以通过计算或者测量得出, 可以参见
(B.Erickson,D.Maksimovic,”Fundamentals of Power Electronic”, Kluwers Academic Publishers,ISBN0-7932-7270-0)
2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.
穿越频率越高, 系统就有越大的带宽, 对负载响应和线电压响应就越快. 由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得, 穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍. 带宽越宽, 越容易引入噪声, 系统的稳定性越差, 在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k 赫兹. 本例中设定fc 为2kHz.
2.1 穿越频率(cross over frequency)fc 的确定.
穿越频率越高, 系统就有越大的带宽, 对负载响应和线电压响应就越快. 由奈奎斯特(Nyquist)采样定理可得, 穿越频率的上限不能超过工作频率的0.5 倍.
带宽越宽, 越容易引入噪声, 系统的稳定性越差, 在一般反激式转换器的穿越频率都设计在几k 赫兹. 本例中设定fc 为2kHz.
2.2 反馈系统设计
反馈系统设计, 要使得整体的开环系统的增益曲线从反馈系统的平台中间过零, 即穿越频率要落在反馈系统的平台中间.(PS:这个就是设计反馈回路的重要点了.)