现代电磁屏蔽设计技术
电磁屏蔽技术是电磁兼容技术的一个重要组成部分，是抑制辐射干扰的最有效手段。在当前电磁频谱日趋密集，单位体积内电磁功率密度急剧增加，高低电平器件或设备大量混合使用等因素而导致系统电磁环境日益恶化的情况下，其重要性就显得更为突出。
本章将从工程设计人员的角度出发，本着“设备所要满足的标准→屏蔽设计所要达到的屏效指标→屏蔽原理及分类→屏蔽要素及控制→屏效指标确定→屏蔽设计方法→屏蔽材料特性及应用→工程屏蔽设计”的思路，并尽量结合工程实例，来讲述现代电磁屏蔽设计技术。
1、 电磁辐射相关标准与所要求的屏效
1.1 军用标准及所要求的屏效
衡量设备是否达到电磁兼容的要求，其主要手段是确定设备是否满足相应的电磁兼容标准。与电磁辐射发射与敏感度相关的军用电磁兼容标准为：
GJB151A(151)/152A(152)—97(86) 军用分系统或设备电磁发射与敏感度要求（测试方法）。根据军方的要求，98年以后新签的装备按GJB151A/152A执行，98以前签订的装备按GJB151/152执行。
GJB151A/152A在GJB151/152的基础上，等效采用了MIL —STD —461D/462D，与GJB151/152相比，在测试项目、频率范围、测试环境、测试方法等方面均发生了较大的变化。
表1.1给出了GJB151A/152A与GJB151/152的比较。两个标准中，与屏蔽有直接关系的测试项目如表1.2所示，表1.3给出的GJB151A 的测试要求。
表1.1 GJB 151A,152A与GJB151，152之比较
1
从表1.3中可以看出，RE102和RS103是各类设备必做的测试项目，(RE02和RS03也是GJB151所要求必做的测试项目) 。在实际工程中，RE02(RE102)是最难通过的项目，我们以要求最高的陆军用设备的RE02(RE102)为例子说明其屏效的指标要求。
2
表中，A 表示该要求适用；L 表示该项要求应按标准相应条款加以限制；S 表示由订购单位在订购规范中对适用性和极限要求作详细规定；空白栏表示该项要求不适用。
图 1.1
根据电磁屏蔽定义，屏蔽效能（SE ）可表示为
SE = 设备的预期（实际）发射—极限值 （1.1） SE = 敏感度极限值—设备预期（实际）的干扰响应阈值 （1.2）
通过分析或实测设备的发射量（阈值），就可根据所需满足的标准，确定设备所需达到的屏蔽效能。值得说明的是（1.1）式表示对于干扰源的抑制屏蔽效能，（1.2）式表示对于受干扰设备抗干扰的屏蔽效能。
显然，要准确确定屏效，就需要对具体的设备、典型电路进行认真分析才可达到目的。 通过采用EMCad （Electromagnetic Compatibility Analysis and Design）软件，以最为常见的计算机以及典型的发射机为例，可以确定所需的屏蔽效能。
4
从表中可以看出，对于发射机以及灵敏的接收机，其屏效在大多数频率范围内，均要达到80dB 以上。
1.2 民用标准及所要求的屏效
EN55022、FCC 以及VDE0871是比较著名的电磁骚扰（EMI ）标准，IEC61000-4是电磁抗扰度（EMS ）的标准。 图1.2给出了上述三个电磁骚扰标准的极限值。与军用标准的论述相类似，下列表格给出了同类设备所需的屏效。
图1.2
5
表1.8 敏感电路及接收机满足MDS-201辐射敏感度所需的屏效
与表1.4、表1.6的对比可以看出，军用及民用标准对于屏蔽效能的差别大致在30~40dB。 通过大量的实例测试，也可证明上述分析是正确的。因此可以对满足不同标准的设备所需的屏蔽效能，给出下列规律：
民用设备：35 ~ 65 dB 军用设备：60 ~ 100 dB
明确了所需的屏蔽效能，就可以确定具体的屏蔽结构以及选取所需的屏蔽材料。
2、 屏蔽分类与屏蔽原理
屏蔽是用导电或导磁材料制成的壳、板、套、筒等各种形状的屏蔽体，将电磁能限制在一定空间范围内的抑制辐射干扰的一种有效措施。由于辐射干扰在各个频段均可能发生，而各频段的屏蔽原理却各不相同，因而有必要先对屏蔽加以分类。
2.1屏蔽分类
工程中，实际的辐射干扰源大致分为两类：类似于对称振子天线的非闭合载流导线辐射源；类似于变压器绕组的闭合载流导线辐射源。由于电偶极子和磁偶极子是上述两类源的最基本形式，实际的辐射源在空间某点产生的场，均可由若干个基本源的场叠加而成(图2.1) 。因此通过对电偶极子和磁偶极子所产生的场进行讨论，就可得出实际辐射源的远、近场及波阻抗的概念，及远、近场的场特性，从而为屏蔽分类提供良好的理论依据。
6
3
(a)非闭合载流导线辐射源在P点 产生的电磁场(b)闭合载流导线辐射源在P点 产生的电磁场
图 2.1
2.1.1两个基本源的电磁场
由电磁场理论，可得电偶极子和磁偶极子的场分布（由于篇幅所限，未列出具体表达式）。 （1） 远近场的区分
电偶极子和磁偶极子的场分布表达式是r 的函数（r 是场点到源点的距离），计算比较复杂，为简化计算，取 r =
λ
2π
为远近场的分界点，r ＜
λλ为近场，r >为远场。 2π2π
根据定义，可得电偶极子和磁偶极子在近场及远场的波阻抗。 (2) 电偶极子的近场波阻抗
模值 Z WE =120π 当r ＜
⎛λ⎫
⎪ (2.1) 2πr ⎝⎭
λ
时，Z WE ＞377Ω。所以电偶极子在近场的波阻抗为高阻抗。 2π
⎛2πr ⎫
⎪ (2.2) ⎝λ⎭
(3) 磁偶极子的近场波阻抗
其模值 Z WE =120π 当r ＜
λ
时，Z WE ＜377Ω。所以磁偶极子在近场的波阻抗为低阻抗。 2π
Z WH =Z WE =120π=377Ω (2.3)
(4) 电偶极子和磁偶极子在远场的波阻抗
图2.2给出了两种源的波阻抗模值与场源距离及场源特性的关系。
由于空间某点的场特性取决于场源性质和该点与场源间的距离，对于不同场源，不同区域，各种场分量的作用是不相同的。因此为了确定主要因素，简化计算，有必要对其进行能量分析。根据电磁场理论，能量密度表达式为
1
E ⋅D (2.4) 2
1
W H =H ⋅B (2.5)
2W E =
7
(5) 电偶极子的近场能量密度
将电偶极子近场的电场、磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
10K 3K 1K
10K 3K 1K
3001003010·1
1003010
·2
·3·4·5
·7
1
2
3
图2.2 空气波阻抗的模值与场点至源点的距离、场源特性的关系
W E ＞＞W H (2.6)
这说明电偶极子的近场主要为电场分量，可以忽略磁场分量。 (6) 磁偶极子的近场能量密度
将磁偶极子的电场，磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
W H ＞＞W E (2.7)
这说明磁偶极子的近场主要为磁场分量，可以忽略电场分量。 (7) 电偶极子和磁偶极子的远场能量密度
将两种偶极子运场的电场、磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
W E =WH (2.8)
这说明在两者的远区场中，电场和磁场分量分量均起非常重要的作用。
通过上面的波阻抗和能量分析，可以看出两类源在近场的差别较大，因此又可根据其波阻抗和能量的性质，将上述两种源称为高阻抗电场源和低阴抗磁场源。
2.1.2屏蔽分类
从前面的分析得知，对于不同场源，其电场分量和磁场分量总是同时存在的，只是在较低的频率范围内，干扰一般发生在近场。高阻抗电场源的近场主要为电场分量，低阻抗磁场源的近场主要为磁场分量。当频率增高时，干扰趋于远场，此时其电场分量和磁场分量均不可忽略。对于上述三种情况的屏蔽分别称为：电屏蔽、磁屏蔽和电磁屏蔽。静电屏蔽和恒定磁场的屏蔽是电屏蔽和磁屏蔽的特例。
2.2屏蔽原理
如前所述，不同的辐射干扰源在不同的区域(不同频率) ，所形成的干扰场性质是不同的，因而屏蔽原理也不相同。
2.2.1电屏蔽
电屏蔽的实质是减小两个设备(或两个电路、组件、元件) 间电场感应的影响，它包括静电屏蔽和对高阻抗电场源的近区场即低频时变电场的屏蔽两部分内容。
(1)静电屏蔽
根据电磁场理论，置于静电场中的导体在静电平衡的条件下，内部没有定向运动的电荷流，因此导体中的电场强度必然为零(外加静电场与在导体上的感应电场的矢量和为零) 。另有导体的场方程：
8
⎧ ρ⎪∇⋅E =ε
⎪ ⎪n
⎨⨯E s =0 (2.9) ⎪⎪ ⎪n ⎩⋅E s =0
方程表明，导体表面一定存在电荷，电力线起始于
正电荷而终止于负电荷，电力线垂直于导体表面。静电屏蔽正是利用导体在静电场中的性质，来达到屏蔽目的。
如图2.3所示，屏蔽体内侧感应出等量的负电荷，外侧感应出等量的正电荷。从图(b)可看出，仅用屏蔽体将静电场源包围起来，实际上起不到屏蔽的作用，只有将屏蔽体接地(图c) 时，才能将静电场源所产生的电力线封闭在屏蔽体内部，屏蔽体才能真正起到屏蔽的作用。 (2)低频电场的屏蔽
对于低频电场的屏蔽原理，采用电路理论加以
解释较为方便。因为干扰源与感受器之间的电场
感应可用分布电容来进行描述。
设干扰源g 上有一交变电压V g ，在其附近有
一受感器s 通过阻抗Z s 接地，干扰源g 对受感器s
的电场感应作用等效为分布电容C j ，从而形成了
由V g 、C j 、Z g 和Z s 构成的回路(图5.15) ，在受感器上产生的干扰V s 为：
（a ） （b ）
（c
）
s
V s =
j ωC j Z s
1+j ωC j (Z g +Z s )
V g (2.10)
＇＇C ＇
从式中可以看出分布电容C j 越大，则受感器受到的干扰越大(Vs 大) 。为
了减小干扰，可在布局时使干扰源与受感器尽量远离，当无法满足要求时，则要采用屏蔽。
为了减少g 对s 的干扰，在两者之间如图2.5加入屏蔽体，使得原来的
''''''''C j 变为C 'j 、C j 、C j 。由于C j 较小，故可以忽略，
受感器上被感应的电压
V s '=
j ωC 'j Z j j ωC 'j 'Z s
1+j ωC 'j (Z g +Z j ) 1+j ωC 'j '(Z j +Z s )
(2.11)
从上面两式可以看出，要使V s 比较小，则Z j 应比较小，而Z j 为屏蔽体的阻抗Z m 和接地阻抗Z c 之和。这一事实表明，屏蔽体必须选用导电性能好的材料，必须接地。只有这样才能有效的减少干扰。一般情况下，要求接地的接触阻抗小于2m Ω，比较严格的场合要求小于0.5m Ω。若屏蔽体不接地或接地不良，则
C 'j ＞C j (C与两极板间距成反比，与极板面积成正比) ，这将导致加屏蔽体后，干扰变得更大。因而对于这
点应特别引起注意。
从上面的分析可以看出，电屏蔽的实质是在保证良好接地的条件下，将干扰源发生的电力线终止于由良导体制成的屏蔽体，从而切断了干扰源与受感器之间的电力线交连。
9
2.2.2磁屏蔽
磁屏蔽包括两部分内容：恒定磁场的屏蔽和对低阻抗磁场源的近区场即低频时变磁场的屏蔽。 由Maxwell 方程，磁场的散度和旋度表达式
⎧∇⋅B =0⎪
αD (2.12) ⎨
⎪∇⨯H =J +
αt ⎩
磁场的散度恒为零，旋度不为零，
表明了自然界不存在磁荷，所以磁力线一定是闭合的。这个性质说明磁屏蔽无法象电屏蔽那样，将磁力线终止于屏蔽体，而只能利用屏蔽体对磁力线(磁场) 进行分流，来切断干扰源与受感器之间的磁力线交连。
图2.6给出磁屏蔽示意图及等效磁路图
显然磁通在磁屏蔽体中与被屏蔽空间中出现分流。
φ
φm R m
V m
(A) (b)
φ=
V mAB V mAB
+=φm +φo (2.14) R m R o
R m 为磁屏蔽体的磁阻，R o 为空气的磁阻
R m =
1
(1/H ) (2.13) μs
式中
μ—材料的磁导率(H/m) S —磁路的横截面积(m2) l —磁路的长度(m)
显然在V mAB 一定的情况下，R m 越小，φm 越大，所以大部分磁通量流过磁屏蔽体，达到了减弱干扰场强的目的。由于R m 与μ成反比，因而磁屏蔽体选用钢、铁、坡莫合金等高导磁率的铁磁性材料。上述结论无论对于恒定磁场还是低频交变磁场都是适用的。因为低频时，涡流感应电流所产生的屏蔽作用已很小。
Y
2.2.3 电磁屏蔽
电磁屏蔽是屏蔽辐射干扰源的远区场，即同时屏蔽电场和磁场
的一种措施。当电磁波E ''、H ''向屏蔽体入射时(图5.18) ，首先在
其左表面感应出电流J s 和电荷，形成了新的辐射源，新辐射源产生
向左表面两侧传播的电磁波。与入射波在同一空间且传输方向相反的波为反射波(E 、H ) ，进入屏蔽体且在内部继续传播为透射波
r r
t t
(E 、H ) ，透射波由于屏蔽体热损耗的影响以指数规律衰减，在 tr tr tt tt
到达右表面时产生反射(E 、H ) 和(E 、H )
，从而将传到屏蔽
10
体另一侧空间的电磁能量大大减弱，起到了屏蔽的作用。显然，感应电流和电荷越大，所产生的反射场就越强，热损耗(吸收损耗) 越大，透射波的衰减越多。因此电磁屏蔽应选用导电材料。
从上面的分析可以看出，电磁屏蔽是利用由良导体制成的屏蔽体，通过对外来电磁波的反射、吸收来达到衰减电磁能量，减小辐射干扰的目的。
图2.8给出了屏蔽设计的方法及步骤。
图2.8 屏蔽设计的方法和步骤示意图
3、电磁屏蔽设计理论方法
目前屏蔽设计的计算方法主要有以下几种
⏹ 基于传输线理论的屏蔽效能计算方法 ⏹ 基于散射理论的屏蔽效能计算方法 ⏹ 基于并矢格林函数的孔耦合计算方法 ⏹ 屏蔽效能计算的时域有限差分法
在上述方法中，前两种方法的计算非常简单，尤其是第一种方法。由于概念清晰、计算简洁而在各种资料及专业书中出现，是目前应用最为广泛的一种计算方法。鉴于上述分析，我们只给出前两种方法的主要计算公式及分析步骤。
3.1 基于传输线理论的屏蔽效能计算方法.
等效传输线法是基于平面电磁波通过无限大平板的传输过程与电流及电压在传输线上传播过程的类比而得出的。因而它主要适用于屏蔽体几何尺寸比波长大，及屏蔽体与干扰源（或受感器）间的．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．距离相对于波长较大这类情况，即适用于高频情况。 ．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．
3.1.1 无孔缝的屏蔽体屏蔽效能
(3.1) SE =A +R +B
其中，A 为吸收损耗，R 为反射损耗，B 为多次反射损耗。 （1） A （电磁波通过屏蔽体所产生的热损耗）
A =1. 31l f μr σr
(3.2)
式中，f 为频率（Hz ）, l 为壁厚（cm ）。
（2）R （电磁波在屏蔽体两个壁面所产生的单次反射耗损）
表3.1 反射耗损
式中，只有平面电磁波的计算才是准确的，而高、低阻抗场源的计算均为近似，频率越低则误差越大。 ．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．（3）B （电磁波在屏蔽体两个壁面间所产生的多次反射损耗）
B =-(
k -12-2kl
(3.3) ) e
k +1
式中，
Z
k =w , k为传播媒质的传播常数。
η
3.1.2带有规则孔阵的屏蔽体屏蔽效能
SE =A a +R a +B a +K 1+K 2+K 3 (3.4)
式中，A a —孔的传输衰减 R a —孔的单次反射损耗 B a —孔的多次反射损耗
K 1—与孔个数有关的修正项
K 2—由趋肤深度不同而引起的低频修正项
K 3—由相邻孔间相互耦合而引入的修正项
具体公式见[1]
3.1.3方法的适用性
从基于传输线理论的屏蔽效能计算方法的推导过程及假设可以看出，该方法认为屏蔽效能只与屏蔽材料、厚度以及孔阵有关，而与其几何形状无关（即将形状各异的屏蔽体几何形状均只假设为无限大平板。）这种假设所导致的方法的应用局限在实际工程应用中常常为人们所忽略，因而在工程中经常出现理论计算与实际相差甚远的状况，从而使定量设计失去了应用的作用。
在屏蔽理论尚不成熟的时期，人们往往只能用这种方法进行计算，但随着理论研究的不断深入，出现了适用于不同频率范围及应用对象的各种计算方法，因而应根据其具体情况来分别选用各种方法。
根据其理论的应用范围，该方法应主要适用于平面波的情况，既高频情况。
3.2 基于散射理论的屏蔽效能计算方法.
当屏蔽体的结构尺寸比电磁波长小的多时, 入射电磁波(相对于屏蔽体) 做Reyleigh 散射，此时可分
别讨论高阻抗电场源和低阻抗磁场源的屏蔽。
3.2.1电屏蔽效能
根据准静态场理论以及高频时电磁波在屏蔽体中呈指数衰减的特性, 可得屏蔽体在低频和高频时的电屏蔽效能[2]
⎧SE =-20lg ⎪LFE
l
⎪（3.5） (2.5）⎨⎪l >l (b) ⎪SE HFE =-20lg ⎩
式中δ为趋肤深度，l 为屏蔽体的厚度(cm)，a 为屏蔽体的等效球壳半径。
a =
(3.6) (2.6)
其中L 、W 、H 分别为屏蔽体的长、宽、高。
3.2.2磁屏蔽效能
根据散射理论以及高频时电磁波在屏蔽体中呈指数衰减的特征, 可得低频和高频时的磁屏效[2]。
⎧al ωμσSE =20lg +j l
3⎪⎪(3.7) l (2.7) ⎡⎤⎨δ
⎢(a -l ) e ⎥ ⎪SE =20lg l >l (b)⎢32δ⎥⎪HFH
⎢⎥⎪⎣⎦⎩
式中参数的定义与3.2.1中的相同。
3.2.3方法的适用性
这种方法与基于传输线理论的屏蔽效能计算方法相比，一是计入了屏蔽体的具体几何形状，二是比较准确的考虑了屏蔽体厚度小于趋肤深度的情况，三是分别计算了磁屏蔽效能和电屏蔽效能，两者的差别很大。该方法适用于近场低频屏蔽。由于低频电屏蔽效能足够高，因而特别适用于低频．．．．．．．．．．．．．．．
磁屏蔽效能的计算。 ．．．．．．．．．
4、设备与系统的电磁泄漏要素及控制技术
根据设备与系统的特点及电磁屏蔽理论，其主要的电磁泄漏要素为： ● 机箱（机柜）材料：若材料选择不当，会使低频磁屏蔽效能受到影响；
● 机箱（机柜）接缝：机箱盖板与机柜门处的接缝是设备中屏蔽难度最大的一类孔缝，也是产生电
磁泄漏的主要结构。为此需采用导电衬垫等特殊屏蔽材料；
● 通风孔：通风孔的面积与尺寸均较大，必须采用通风波导、发泡金属板等通风部件。如何选择既
满足通风要求，又满足屏蔽要求的通风部件，以及设计出适当的与机柜相连结构是其关键； ● 观察孔与仪表孔：这类孔的特点是既要求屏蔽，又要求显示清晰，为此必须采用屏蔽玻璃。
对于同时存在的多个电磁泄漏要素，设门等各个泄漏要素的屏蔽效能为SE i （i=1，2，„，N ），则第i 个泄漏要素的泄漏量为
E i 泄=E 前⋅10
-
SE i 20
(4.1)
式中，E 前为未加屏蔽时电偶极子场源所产生的场 则总的泄漏场
E 泄=∑E i 泄
i =1
N
i
⎛N -SE
=E 前 1020
∑⎝i =1⎫
⎪ (4.2) ⎪⎭
⎫
⎪ (4.3) ⎪⎭
设备的总屏蔽效能
SE =20lg
E 前E 泄
i
⎛N -SE
20
=-20lg 10 ∑⎝i =1
由式（4.3）可以看出，机柜的屏蔽效能实际上是由各个泄漏要素中产生最大泄漏的要素所决定
的，即是由屏蔽最薄弱环节所决定的。因此对设备进行屏蔽设计时，必须注意每个局部环节及因素。
5、导电衬垫应用技术
5.1导电衬垫的屏蔽机理
Δ1、Δ1存在的原因。
⏹ Δ2存在的原因：由于箱盖表面存在的氧化膜、油污、发生电化腐蚀、导电衬垫的安装不当等，
造成衬垫压缩量过小，甚至出现缝隙，使得箱体与衬垫界面处的接触阻抗增大，导致Δ2的存在。
由此可见，选择导电性能高的衬垫，对界面导电状态进行适当的控制，减小界面阻抗，都会大大提高机箱的屏蔽性能。 5.2 导电衬垫的屏蔽性能
由于衬垫屏蔽效能的计算相当困难，因而可采用实测的方法测得衬垫的转移阻抗及屏蔽效能。 实际被测及应用的衬垫均有长度。为了反映衬垫自身的屏蔽性能，需消除长度的影响，故定义导电衬垫转移阻抗为归一化的衬垫阻抗。图5.3给出了导电衬垫阻抗的测试原理图。图中，I 1为流经衬垫
(5.1) (5.2)
(5.3) 式中，Z W 为传播空间的波阻抗，Z W =377Ω（假设为平面波）
由于屏蔽质量引入了377Ω，而实际的波阻抗大多低于377Ω，因此屏蔽质量与屏蔽效能的关系为：
E=SQ-30 (dB)
导电衬垫的屏蔽效能与材料类型、压缩情况、金属配接面的涂覆状态等因素有关，再具体应用时，应给予足够的重视。
6、屏蔽电缆的设计
6.1 典型泄漏结构及泄漏模型分析
目前，实际中采用的屏蔽电缆主要可分为编织型、热缩管型、波纹管型、铠装型及上述形式的混合型等几个类型。不同形式的屏蔽电缆其泄漏机理和泄漏模型不同。下面分别就上述几种形式的电缆进行分析。
6.1.1 编织屏蔽电缆
编织屏蔽电缆由于其机械柔韧性在电子领域内使用最为广泛，其电磁泄漏是由屏蔽体上的编织孔缝所引起的。编织屏蔽电缆的参数可通过屏蔽层半径a 、编织物内的编束数B 、截面数p 、编束内的导线数N 、导线直径d 及编织角θ来表示图（6.1）。 其主要参数为：
-1
编织角： θ=tan
4πa p
（6.1） B
填充部分： F =
投影覆盖率： K =2F -F （6.3）
2
pNd Nd NdB
== （6.2） sin θW 4πa cos θ
图6.1 编织屏蔽体的特性参数
内导体穿过屏蔽体孔缝与外界的电磁耦合如图6.2所示。
(a) 磁场泄漏示意图 (b) 电场泄漏示意图
图6.2 编织型屏蔽电缆的泄漏
芯线电流在周围引起的磁场有一部分可能穿过菱形孔，并与其它芯线回路相交链，在屏蔽体回路与芯线回路间引起互感；芯线电位引起的电场将传过屏蔽体的孔缝，使芯线与屏蔽层外部产生电容耦合。
6.1.2 包容型屏蔽电缆
热缩管型、波纹管型、铠装型屏蔽体都属于无孔的屏蔽体，可将其简化为无孔的圆筒壳体，对于这类屏蔽电缆，电缆内外的电磁耦合是通过电磁波在屏蔽体内的扩散而进行的，如图6.3所示，决定屏蔽体的屏蔽效能的参数为屏蔽壳体的材料、厚度、层数等。
图6.3 管状屏蔽体的电磁耦合
6.1.3 混合型屏蔽电缆
混合型屏蔽电缆是由编织型与包容型的不同组合而构成的，其泄漏示意如图。
(a) 结构示意图。 (b) 电磁场泄漏示意图。
图 6.4 混合型屏蔽电缆电磁场泄漏示意图
6.2 各种屏蔽电缆的屏蔽效能
6.2.1 屏蔽层参数变化对电缆屏蔽效能的影响
屏蔽电缆的转移阻抗及屏蔽效能受到屏蔽层的类型、端接方式、材料特性等众多因素的影响，下面将用西安电子科技大学所编制的仿真软件，对上述因素进行分析。
6.2.1.1 单层屏蔽电缆
单层屏蔽电缆分为编织、包容两种形式，影响编织电缆屏蔽性能的参数有编织密度、编织角及编织导线的丝径、材质等，影响包容电缆屏蔽性能的参数有屏蔽层厚度、材料等。
6.2.2.1.1 编织型屏蔽电缆
图6.6给出了编织密度相同、编织角不同的三种电缆的屏效比较，从图中可以看出，低频时电
屏蔽效能（d B ）
频率（Hz ）
图
6.5
缆的屏效较大，随频率增高，其值近似不变，这主要是由于低频屏效主要取决于屏蔽层的直流电阻。而在高频时由于缝隙泄漏的影响增大，导致屏效急剧降低。另外还可以看出， 编织角越大(见图6.6) ，屏效越高。根据孔耦合理论，孔的泄漏量取决于孔的极化率，(6.1)式给出了孔极化率的表达式：
αm , yy =s v my αm , xx =s v mx αe =s τav （6.1）
X
图6.6
323232
式中,s 为孔的面积，v mx 、v my 为沿孔主轴（x 、y ）方向的磁极化系数，τav 为垂直于孔平面方向的电极化系数。显然，极化率正比于孔的面积及电、磁极化系数。表6.1给出了菱形孔的极化系数, 图6.6给出了菱形孔的示意图。由于芯线沿轴线方向，因此所产生的磁场仅沿y 方向，电场垂直于xoy 平面。与编织屏蔽电缆有关的极化系数为v my 和τav ，从表中可看出，w/l越大，即编织角θ越大，v my 和τav 就越高，因
此在编织密度相同时(s相等) ，应选择编织角大的编织方案。 图6.7给出了编织角相同编织密度不同的四种电缆的
屏效比较，从图中可以看出，编织密度增加可以提高屏效，但密度太高会导致电缆很硬，其机械性能就变得很差，因此密度必须控制在一定范围之内。如前所述，孔的泄漏量由孔的极化系数和密度决定，在编织角相同的情况下，不同密度的电
缆其极化系数相同，因而其泄漏只取决于孔的面积。以40%、68%、83%三种密度为例，（93%密度太高，
1009080
10k
100k
1M
频率
（Hz ）
10M
100M
1G
屏蔽效能(（((((（d B ）
[1**********]0
图6.7 －－－
柔韧性较差，不宜采用）s 3/2分别为39×109、1.9×109、3.1×1010、前两种的差别为21.41倍，后两种
差别仅为6.12倍。显然，相对于40%的密度而言，68%的密度可较大的提高屏效，而密度再高，提高屏效的作用就不明显了。
6.2.2.1.2 包容型屏蔽电缆
图6.8给出了镀银、镀镍，厚度不同的四种电缆屏效比较，与编织型电缆相反，包容型电缆由
于不存在缝隙泄漏，在高频时的屏效高于低频，频率越高，屏效越大。包容型电缆的屏效还与金属包容层的材料和厚度有关，导电性能越好、厚度越厚，其屏效就越高。从图中可以看出，厚度为0.6μm 的镀银热缩管的屏效与1.2μm 厚的镀镍热缩管相同。
70
60屏蔽效能（d B ）
50403020频率（Hz）
图6.8
6.2.2.2多层屏蔽电缆
从6.2.2.1可以看出，单层屏蔽由于编织、包容所具有的固有缺陷，所能提供的屏效有限，在屏效要求较高时，必须采取多层屏蔽。多层屏蔽应综合利用编织、包容型屏蔽的优点，以保证电缆具有足够高的屏效。
6.2.2.2.1 多层编织屏蔽电缆
11效能（d B ）屏蔽
11频率（Hz ）
图6.9
图6.9给出了37%单层编织、87%单层编织、37%双层编织、87%双层编织四种屏蔽电缆的屏效比较，从图中可以看出，37%双层编织电缆屏效要好于87%单层编织电缆，而前者的综合覆盖密度最多只有74%，小于87%，这说明密度高的单层编织屏蔽所达到的屏蔽性能有可能低于采用密度低的双层编织屏蔽，而后者的柔韧性要好于前者。
[1**********]0
屏蔽效能（d B ）
[**************]30频率（Hz）
图6.10
图6.10给出了63%、64%双层编织电缆与40%、87%双层编织电缆的屏效比较，虽然两种电缆综合覆盖密度相同，但两层密度相差较近的双层编织电缆屏效比两层密度相差较大的双层编织电缆屏效在高频时要高几个dB ，显然前者实际的覆盖效果要好于后者。
另外还可以看出，虽然采用了双层屏蔽，但高频的屏效仍呈下降趋势，这说明提高高频屏效，仅仅增加编织密度及层数，并不能从根本上解决问题。
6.2.2.2.2多层混合型屏蔽电缆
图6.11给出了单层铝箔、87%单层编织、87%双层编织、单层铝箔87%单层编织、单层铝箔87%双层编织等五种电缆的屏效比较。从图中可以看出，混合型屏蔽电缆的屏效在低频时主要取决于编织层的性能，这是因为实际电缆的铝箔厚度很薄，只有10 m 左右，而编织导线的半径为0.15mm ，远远大于铝箔的厚度，而直流阻抗又取决于屏蔽层的厚度。高频时，由于屏效取决于抑制缝隙的泄漏，因此起主要作用的是包容型屏蔽层。屏蔽层越多，屏效也就越高。由此可见，对于要求高的电缆，必须采用多层混合型屏蔽，这样才能从根本上解决高频屏效低的问题。
屏蔽效能（d B ）
频率（Hz）
图6.11
6.2.2.3 屏蔽层接地方式的仿真计算
屏蔽层接地方式、接地阻抗对于屏蔽电缆的屏效起着非常重要的作用。
140
120
屏蔽效能（d B ）
100
806040频率（Hz）
图6.12
140120
屏蔽效能（d B ）
[1**********]频率（Hz）
图6.13
图6-14
图6-12给出了单层铝箔64%双层编织电缆在接地阻抗均为10m ，三层屏蔽体分别为一层有接地阻抗，另两层为理想接地和三层均有接地阻抗、三层均为理想接地五种情况下的屏效比较（靠近芯线的第一层为铝箔），从图中可以看出，三层均为理想接地的屏效最高，三层均有接地阻抗的屏效最 低，铝箔有接地阻抗对于高频屏效影响很大，而编织有接地阻抗在高频时几乎不受影响。
图6-13给出了上述电缆在三层屏蔽同时接地，但接地阻抗不同的屏效比较，从图中可以看出，接地阻抗大于10毫欧，则屏效下降的很多。
图6-14给出了文献[16]中对于电缆屏蔽层与连接器端接的转移阻抗测试结果，对比两图可看出，接地阻抗应控制在小于10毫欧的范围之内，才能保证电缆达到足够高的屏效。
7、 通风结构的设计
7.1. 通风波导
其截止频率的计算公式： f c =
15
⨯109Hz W
（7.1）
式中，W 为六角形波导的内接圆直径（cm ）。
在f
SE =20log
f c L
+27. 3-10log n f W
（7.2）
式中L 为波导长度（cm ）,n 为波导窗上的波导孔数。
7.2 发泡金属
虽然波导具有良好的屏蔽性能，但其价格却很高，再考虑到有些设备需在波导上加防尘材料进行
滤尘，因而可采用兼有屏蔽、通风、防尘作用的发泡金属作为通风屏蔽部件，这种材料在积满灰尘时，可用高压空气或水冲洗。 （1）发泡金属的电特性
发泡金属的基材为镍，初始磁导率μri =275，孔隙率为80PPI~100PPI，厚度为1.2~2mm。图7.1给出了发泡金属的微观结构。图7.2给出了三种发泡金属的屏蔽效能测试曲线，从图中可以看出，在1GHz 时三种材料的屏蔽效能均大于80dB ，由于测试设备的局限，未能测试得频率大于1GHz 的屏效，但根据有孔金属板每增加10倍频程屏效减20dB 的规律，可以推断出f=12.75GHz时的屏效将满足60dB 的要求。
图7.1 发泡金属的微观结构
120.00
110.00
屏效(d B )
100.0090.00
80.00
70.00
0.00
0.01
0.10
1.00
频率(MHz)
10.00100.001000.00
图7.2 发泡金属的屏蔽效能
（2）发泡金属通风板的结构
由于发泡金属通风板较软，很容易被碰坏，因此需加防护结构，为此在发泡金属的两个面上采用内接圆直径为5mm 、μri =1100正六边形的钢网进行防护，这间接提高了通风板的低频磁屏蔽性能。 (3) 发泡金属通风板的通风性能
虽然发泡金属板具有优异的性能价格比，但其通风性能却是设计中能否采用的关键因素，因此我们对波导通风板、带防尘海绵的波导通风板、发泡金属通风板及常用的五种防尘材料进行了静压损失的测试。图7.3为测试原理图，图7.4和 表7.1为测试结果及排次。（其中包括西安开容公司的发泡金属材料KR-NF 系列以及常用通风波导的风压特性数据）
风机
图7.3 发泡金属通风性能测试原理图
图7.4 不同材料的风阻特性曲线
表7.1 风阻特性结论
但由于金属编织网的屏蔽效能很低，只有波导通风板和发泡金属才能满足要求。从测试结果看，发泡金属完全可以替代波导通风板。
现代电磁屏蔽设计技术
电磁屏蔽技术是电磁兼容技术的一个重要组成部分，是抑制辐射干扰的最有效手段。在当前电磁频谱日趋密集，单位体积内电磁功率密度急剧增加，高低电平器件或设备大量混合使用等因素而导致系统电磁环境日益恶化的情况下，其重要性就显得更为突出。
本章将从工程设计人员的角度出发，本着“设备所要满足的标准→屏蔽设计所要达到的屏效指标→屏蔽原理及分类→屏蔽要素及控制→屏效指标确定→屏蔽设计方法→屏蔽材料特性及应用→工程屏蔽设计”的思路，并尽量结合工程实例，来讲述现代电磁屏蔽设计技术。
1、 电磁辐射相关标准与所要求的屏效
1.1 军用标准及所要求的屏效
衡量设备是否达到电磁兼容的要求，其主要手段是确定设备是否满足相应的电磁兼容标准。与电磁辐射发射与敏感度相关的军用电磁兼容标准为：
GJB151A(151)/152A(152)—97(86) 军用分系统或设备电磁发射与敏感度要求（测试方法）。根据军方的要求，98年以后新签的装备按GJB151A/152A执行，98以前签订的装备按GJB151/152执行。
GJB151A/152A在GJB151/152的基础上，等效采用了MIL —STD —461D/462D，与GJB151/152相比，在测试项目、频率范围、测试环境、测试方法等方面均发生了较大的变化。
表1.1给出了GJB151A/152A与GJB151/152的比较。两个标准中，与屏蔽有直接关系的测试项目如表1.2所示，表1.3给出的GJB151A 的测试要求。
表1.1 GJB 151A,152A与GJB151，152之比较
1
从表1.3中可以看出，RE102和RS103是各类设备必做的测试项目，(RE02和RS03也是GJB151所要求必做的测试项目) 。在实际工程中，RE02(RE102)是最难通过的项目，我们以要求最高的陆军用设备的RE02(RE102)为例子说明其屏效的指标要求。
2
表中，A 表示该要求适用；L 表示该项要求应按标准相应条款加以限制；S 表示由订购单位在订购规范中对适用性和极限要求作详细规定；空白栏表示该项要求不适用。
图 1.1
根据电磁屏蔽定义，屏蔽效能（SE ）可表示为
SE = 设备的预期（实际）发射—极限值 （1.1） SE = 敏感度极限值—设备预期（实际）的干扰响应阈值 （1.2）
通过分析或实测设备的发射量（阈值），就可根据所需满足的标准，确定设备所需达到的屏蔽效能。值得说明的是（1.1）式表示对于干扰源的抑制屏蔽效能，（1.2）式表示对于受干扰设备抗干扰的屏蔽效能。
显然，要准确确定屏效，就需要对具体的设备、典型电路进行认真分析才可达到目的。 通过采用EMCad （Electromagnetic Compatibility Analysis and Design）软件，以最为常见的计算机以及典型的发射机为例，可以确定所需的屏蔽效能。
4
从表中可以看出，对于发射机以及灵敏的接收机，其屏效在大多数频率范围内，均要达到80dB 以上。
1.2 民用标准及所要求的屏效
EN55022、FCC 以及VDE0871是比较著名的电磁骚扰（EMI ）标准，IEC61000-4是电磁抗扰度（EMS ）的标准。 图1.2给出了上述三个电磁骚扰标准的极限值。与军用标准的论述相类似，下列表格给出了同类设备所需的屏效。
图1.2
5
表1.8 敏感电路及接收机满足MDS-201辐射敏感度所需的屏效
与表1.4、表1.6的对比可以看出，军用及民用标准对于屏蔽效能的差别大致在30~40dB。 通过大量的实例测试，也可证明上述分析是正确的。因此可以对满足不同标准的设备所需的屏蔽效能，给出下列规律：
民用设备：35 ~ 65 dB 军用设备：60 ~ 100 dB
明确了所需的屏蔽效能，就可以确定具体的屏蔽结构以及选取所需的屏蔽材料。
2、 屏蔽分类与屏蔽原理
屏蔽是用导电或导磁材料制成的壳、板、套、筒等各种形状的屏蔽体，将电磁能限制在一定空间范围内的抑制辐射干扰的一种有效措施。由于辐射干扰在各个频段均可能发生，而各频段的屏蔽原理却各不相同，因而有必要先对屏蔽加以分类。
2.1屏蔽分类
工程中，实际的辐射干扰源大致分为两类：类似于对称振子天线的非闭合载流导线辐射源；类似于变压器绕组的闭合载流导线辐射源。由于电偶极子和磁偶极子是上述两类源的最基本形式，实际的辐射源在空间某点产生的场，均可由若干个基本源的场叠加而成(图2.1) 。因此通过对电偶极子和磁偶极子所产生的场进行讨论，就可得出实际辐射源的远、近场及波阻抗的概念，及远、近场的场特性，从而为屏蔽分类提供良好的理论依据。
6
3
(a)非闭合载流导线辐射源在P点 产生的电磁场(b)闭合载流导线辐射源在P点 产生的电磁场
图 2.1
2.1.1两个基本源的电磁场
由电磁场理论，可得电偶极子和磁偶极子的场分布（由于篇幅所限，未列出具体表达式）。 （1） 远近场的区分
电偶极子和磁偶极子的场分布表达式是r 的函数（r 是场点到源点的距离），计算比较复杂，为简化计算，取 r =
λ
2π
为远近场的分界点，r ＜
λλ为近场，r >为远场。 2π2π
根据定义，可得电偶极子和磁偶极子在近场及远场的波阻抗。 (2) 电偶极子的近场波阻抗
模值 Z WE =120π 当r ＜
⎛λ⎫
⎪ (2.1) 2πr ⎝⎭
λ
时，Z WE ＞377Ω。所以电偶极子在近场的波阻抗为高阻抗。 2π
⎛2πr ⎫
⎪ (2.2) ⎝λ⎭
(3) 磁偶极子的近场波阻抗
其模值 Z WE =120π 当r ＜
λ
时，Z WE ＜377Ω。所以磁偶极子在近场的波阻抗为低阻抗。 2π
Z WH =Z WE =120π=377Ω (2.3)
(4) 电偶极子和磁偶极子在远场的波阻抗
图2.2给出了两种源的波阻抗模值与场源距离及场源特性的关系。
由于空间某点的场特性取决于场源性质和该点与场源间的距离，对于不同场源，不同区域，各种场分量的作用是不相同的。因此为了确定主要因素，简化计算，有必要对其进行能量分析。根据电磁场理论，能量密度表达式为
1
E ⋅D (2.4) 2
1
W H =H ⋅B (2.5)
2W E =
7
(5) 电偶极子的近场能量密度
将电偶极子近场的电场、磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
10K 3K 1K
10K 3K 1K
3001003010·1
1003010
·2
·3·4·5
·7
1
2
3
图2.2 空气波阻抗的模值与场点至源点的距离、场源特性的关系
W E ＞＞W H (2.6)
这说明电偶极子的近场主要为电场分量，可以忽略磁场分量。 (6) 磁偶极子的近场能量密度
将磁偶极子的电场，磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
W H ＞＞W E (2.7)
这说明磁偶极子的近场主要为磁场分量，可以忽略电场分量。 (7) 电偶极子和磁偶极子的远场能量密度
将两种偶极子运场的电场、磁场分量分别代入(2.4)、(2.5)式，可得
W E =WH (2.8)
这说明在两者的远区场中，电场和磁场分量分量均起非常重要的作用。
通过上面的波阻抗和能量分析，可以看出两类源在近场的差别较大，因此又可根据其波阻抗和能量的性质，将上述两种源称为高阻抗电场源和低阴抗磁场源。
2.1.2屏蔽分类
从前面的分析得知，对于不同场源，其电场分量和磁场分量总是同时存在的，只是在较低的频率范围内，干扰一般发生在近场。高阻抗电场源的近场主要为电场分量，低阻抗磁场源的近场主要为磁场分量。当频率增高时，干扰趋于远场，此时其电场分量和磁场分量均不可忽略。对于上述三种情况的屏蔽分别称为：电屏蔽、磁屏蔽和电磁屏蔽。静电屏蔽和恒定磁场的屏蔽是电屏蔽和磁屏蔽的特例。
2.2屏蔽原理
如前所述，不同的辐射干扰源在不同的区域(不同频率) ，所形成的干扰场性质是不同的，因而屏蔽原理也不相同。
2.2.1电屏蔽
电屏蔽的实质是减小两个设备(或两个电路、组件、元件) 间电场感应的影响，它包括静电屏蔽和对高阻抗电场源的近区场即低频时变电场的屏蔽两部分内容。
(1)静电屏蔽
根据电磁场理论，置于静电场中的导体在静电平衡的条件下，内部没有定向运动的电荷流，因此导体中的电场强度必然为零(外加静电场与在导体上的感应电场的矢量和为零) 。另有导体的场方程：
8
⎧ ρ⎪∇⋅E =ε
⎪ ⎪n
⎨⨯E s =0 (2.9) ⎪⎪ ⎪n ⎩⋅E s =0
方程表明，导体表面一定存在电荷，电力线起始于
正电荷而终止于负电荷，电力线垂直于导体表面。静电屏蔽正是利用导体在静电场中的性质，来达到屏蔽目的。
如图2.3所示，屏蔽体内侧感应出等量的负电荷，外侧感应出等量的正电荷。从图(b)可看出，仅用屏蔽体将静电场源包围起来，实际上起不到屏蔽的作用，只有将屏蔽体接地(图c) 时，才能将静电场源所产生的电力线封闭在屏蔽体内部，屏蔽体才能真正起到屏蔽的作用。 (2)低频电场的屏蔽
对于低频电场的屏蔽原理，采用电路理论加以
解释较为方便。因为干扰源与感受器之间的电场
感应可用分布电容来进行描述。
设干扰源g 上有一交变电压V g ，在其附近有
一受感器s 通过阻抗Z s 接地，干扰源g 对受感器s
的电场感应作用等效为分布电容C j ，从而形成了
由V g 、C j 、Z g 和Z s 构成的回路(图5.15) ，在受感器上产生的干扰V s 为：
（a ） （b ）
（c
）
s
V s =
j ωC j Z s
1+j ωC j (Z g +Z s )
V g (2.10)
＇＇C ＇
从式中可以看出分布电容C j 越大，则受感器受到的干扰越大(Vs 大) 。为
了减小干扰，可在布局时使干扰源与受感器尽量远离，当无法满足要求时，则要采用屏蔽。
为了减少g 对s 的干扰，在两者之间如图2.5加入屏蔽体，使得原来的
''''''''C j 变为C 'j 、C j 、C j 。由于C j 较小，故可以忽略，
受感器上被感应的电压
V s '=
j ωC 'j Z j j ωC 'j 'Z s
1+j ωC 'j (Z g +Z j ) 1+j ωC 'j '(Z j +Z s )
(2.11)
从上面两式可以看出，要使V s 比较小，则Z j 应比较小，而Z j 为屏蔽体的阻抗Z m 和接地阻抗Z c 之和。这一事实表明，屏蔽体必须选用导电性能好的材料，必须接地。只有这样才能有效的减少干扰。一般情况下，要求接地的接触阻抗小于2m Ω，比较严格的场合要求小于0.5m Ω。若屏蔽体不接地或接地不良，则
C 'j ＞C j (C与两极板间距成反比，与极板面积成正比) ，这将导致加屏蔽体后，干扰变得更大。因而对于这
点应特别引起注意。
从上面的分析可以看出，电屏蔽的实质是在保证良好接地的条件下，将干扰源发生的电力线终止于由良导体制成的屏蔽体，从而切断了干扰源与受感器之间的电力线交连。
9
2.2.2磁屏蔽
磁屏蔽包括两部分内容：恒定磁场的屏蔽和对低阻抗磁场源的近区场即低频时变磁场的屏蔽。 由Maxwell 方程，磁场的散度和旋度表达式
⎧∇⋅B =0⎪
αD (2.12) ⎨
⎪∇⨯H =J +
αt ⎩
磁场的散度恒为零，旋度不为零，
表明了自然界不存在磁荷，所以磁力线一定是闭合的。这个性质说明磁屏蔽无法象电屏蔽那样，将磁力线终止于屏蔽体，而只能利用屏蔽体对磁力线(磁场) 进行分流，来切断干扰源与受感器之间的磁力线交连。
图2.6给出磁屏蔽示意图及等效磁路图
显然磁通在磁屏蔽体中与被屏蔽空间中出现分流。
φ
φm R m
V m
(A) (b)
φ=
V mAB V mAB
+=φm +φo (2.14) R m R o
R m 为磁屏蔽体的磁阻，R o 为空气的磁阻
R m =
1
(1/H ) (2.13) μs
式中
μ—材料的磁导率(H/m) S —磁路的横截面积(m2) l —磁路的长度(m)
显然在V mAB 一定的情况下，R m 越小，φm 越大，所以大部分磁通量流过磁屏蔽体，达到了减弱干扰场强的目的。由于R m 与μ成反比，因而磁屏蔽体选用钢、铁、坡莫合金等高导磁率的铁磁性材料。上述结论无论对于恒定磁场还是低频交变磁场都是适用的。因为低频时，涡流感应电流所产生的屏蔽作用已很小。
Y
2.2.3 电磁屏蔽
电磁屏蔽是屏蔽辐射干扰源的远区场，即同时屏蔽电场和磁场
的一种措施。当电磁波E ''、H ''向屏蔽体入射时(图5.18) ，首先在
其左表面感应出电流J s 和电荷，形成了新的辐射源，新辐射源产生
向左表面两侧传播的电磁波。与入射波在同一空间且传输方向相反的波为反射波(E 、H ) ，进入屏蔽体且在内部继续传播为透射波
r r
t t
(E 、H ) ，透射波由于屏蔽体热损耗的影响以指数规律衰减，在 tr tr tt tt
到达右表面时产生反射(E 、H ) 和(E 、H )
，从而将传到屏蔽
10
体另一侧空间的电磁能量大大减弱，起到了屏蔽的作用。显然，感应电流和电荷越大，所产生的反射场就越强，热损耗(吸收损耗) 越大，透射波的衰减越多。因此电磁屏蔽应选用导电材料。
从上面的分析可以看出，电磁屏蔽是利用由良导体制成的屏蔽体，通过对外来电磁波的反射、吸收来达到衰减电磁能量，减小辐射干扰的目的。
图2.8给出了屏蔽设计的方法及步骤。
图2.8 屏蔽设计的方法和步骤示意图
3、电磁屏蔽设计理论方法
目前屏蔽设计的计算方法主要有以下几种
⏹ 基于传输线理论的屏蔽效能计算方法 ⏹ 基于散射理论的屏蔽效能计算方法 ⏹ 基于并矢格林函数的孔耦合计算方法 ⏹ 屏蔽效能计算的时域有限差分法
在上述方法中，前两种方法的计算非常简单，尤其是第一种方法。由于概念清晰、计算简洁而在各种资料及专业书中出现，是目前应用最为广泛的一种计算方法。鉴于上述分析，我们只给出前两种方法的主要计算公式及分析步骤。
3.1 基于传输线理论的屏蔽效能计算方法.
等效传输线法是基于平面电磁波通过无限大平板的传输过程与电流及电压在传输线上传播过程的类比而得出的。因而它主要适用于屏蔽体几何尺寸比波长大，及屏蔽体与干扰源（或受感器）间的．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．距离相对于波长较大这类情况，即适用于高频情况。 ．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．
3.1.1 无孔缝的屏蔽体屏蔽效能
(3.1) SE =A +R +B
其中，A 为吸收损耗，R 为反射损耗，B 为多次反射损耗。 （1） A （电磁波通过屏蔽体所产生的热损耗）
A =1. 31l f μr σr
(3.2)
式中，f 为频率（Hz ）, l 为壁厚（cm ）。
（2）R （电磁波在屏蔽体两个壁面所产生的单次反射耗损）
表3.1 反射耗损
式中，只有平面电磁波的计算才是准确的，而高、低阻抗场源的计算均为近似，频率越低则误差越大。 ．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．．（3）B （电磁波在屏蔽体两个壁面间所产生的多次反射损耗）
B =-(
k -12-2kl
(3.3) ) e
k +1
式中，
Z
k =w , k为传播媒质的传播常数。
η
3.1.2带有规则孔阵的屏蔽体屏蔽效能
SE =A a +R a +B a +K 1+K 2+K 3 (3.4)
式中，A a —孔的传输衰减 R a —孔的单次反射损耗 B a —孔的多次反射损耗
K 1—与孔个数有关的修正项
K 2—由趋肤深度不同而引起的低频修正项
K 3—由相邻孔间相互耦合而引入的修正项
具体公式见[1]
3.1.3方法的适用性
从基于传输线理论的屏蔽效能计算方法的推导过程及假设可以看出，该方法认为屏蔽效能只与屏蔽材料、厚度以及孔阵有关，而与其几何形状无关（即将形状各异的屏蔽体几何形状均只假设为无限大平板。）这种假设所导致的方法的应用局限在实际工程应用中常常为人们所忽略，因而在工程中经常出现理论计算与实际相差甚远的状况，从而使定量设计失去了应用的作用。
在屏蔽理论尚不成熟的时期，人们往往只能用这种方法进行计算，但随着理论研究的不断深入，出现了适用于不同频率范围及应用对象的各种计算方法，因而应根据其具体情况来分别选用各种方法。
根据其理论的应用范围，该方法应主要适用于平面波的情况，既高频情况。
3.2 基于散射理论的屏蔽效能计算方法.
当屏蔽体的结构尺寸比电磁波长小的多时, 入射电磁波(相对于屏蔽体) 做Reyleigh 散射，此时可分
别讨论高阻抗电场源和低阻抗磁场源的屏蔽。
3.2.1电屏蔽效能
根据准静态场理论以及高频时电磁波在屏蔽体中呈指数衰减的特性, 可得屏蔽体在低频和高频时的电屏蔽效能[2]
⎧SE =-20lg ⎪LFE
l
⎪（3.5） (2.5）⎨⎪l >l (b) ⎪SE HFE =-20lg ⎩
式中δ为趋肤深度，l 为屏蔽体的厚度(cm)，a 为屏蔽体的等效球壳半径。
a =
(3.6) (2.6)
其中L 、W 、H 分别为屏蔽体的长、宽、高。
3.2.2磁屏蔽效能
根据散射理论以及高频时电磁波在屏蔽体中呈指数衰减的特征, 可得低频和高频时的磁屏效[2]。
⎧al ωμσSE =20lg +j l
3⎪⎪(3.7) l (2.7) ⎡⎤⎨δ
⎢(a -l ) e ⎥ ⎪SE =20lg l >l (b)⎢32δ⎥⎪HFH
⎢⎥⎪⎣⎦⎩
式中参数的定义与3.2.1中的相同。
3.2.3方法的适用性
这种方法与基于传输线理论的屏蔽效能计算方法相比，一是计入了屏蔽体的具体几何形状，二是比较准确的考虑了屏蔽体厚度小于趋肤深度的情况，三是分别计算了磁屏蔽效能和电屏蔽效能，两者的差别很大。该方法适用于近场低频屏蔽。由于低频电屏蔽效能足够高，因而特别适用于低频．．．．．．．．．．．．．．．
磁屏蔽效能的计算。 ．．．．．．．．．
4、设备与系统的电磁泄漏要素及控制技术
根据设备与系统的特点及电磁屏蔽理论，其主要的电磁泄漏要素为： ● 机箱（机柜）材料：若材料选择不当，会使低频磁屏蔽效能受到影响；
● 机箱（机柜）接缝：机箱盖板与机柜门处的接缝是设备中屏蔽难度最大的一类孔缝，也是产生电
磁泄漏的主要结构。为此需采用导电衬垫等特殊屏蔽材料；
● 通风孔：通风孔的面积与尺寸均较大，必须采用通风波导、发泡金属板等通风部件。如何选择既
满足通风要求，又满足屏蔽要求的通风部件，以及设计出适当的与机柜相连结构是其关键； ● 观察孔与仪表孔：这类孔的特点是既要求屏蔽，又要求显示清晰，为此必须采用屏蔽玻璃。
对于同时存在的多个电磁泄漏要素，设门等各个泄漏要素的屏蔽效能为SE i （i=1，2，„，N ），则第i 个泄漏要素的泄漏量为
E i 泄=E 前⋅10
-
SE i 20
(4.1)
式中，E 前为未加屏蔽时电偶极子场源所产生的场 则总的泄漏场
E 泄=∑E i 泄
i =1
N
i
⎛N -SE
=E 前 1020
∑⎝i =1⎫
⎪ (4.2) ⎪⎭
⎫
⎪ (4.3) ⎪⎭
设备的总屏蔽效能
SE =20lg
E 前E 泄
i
⎛N -SE
20
=-20lg 10 ∑⎝i =1
由式（4.3）可以看出，机柜的屏蔽效能实际上是由各个泄漏要素中产生最大泄漏的要素所决定
的，即是由屏蔽最薄弱环节所决定的。因此对设备进行屏蔽设计时，必须注意每个局部环节及因素。
5、导电衬垫应用技术
5.1导电衬垫的屏蔽机理
Δ1、Δ1存在的原因。
⏹ Δ2存在的原因：由于箱盖表面存在的氧化膜、油污、发生电化腐蚀、导电衬垫的安装不当等，
造成衬垫压缩量过小，甚至出现缝隙，使得箱体与衬垫界面处的接触阻抗增大，导致Δ2的存在。
由此可见，选择导电性能高的衬垫，对界面导电状态进行适当的控制，减小界面阻抗，都会大大提高机箱的屏蔽性能。 5.2 导电衬垫的屏蔽性能
由于衬垫屏蔽效能的计算相当困难，因而可采用实测的方法测得衬垫的转移阻抗及屏蔽效能。 实际被测及应用的衬垫均有长度。为了反映衬垫自身的屏蔽性能，需消除长度的影响，故定义导电衬垫转移阻抗为归一化的衬垫阻抗。图5.3给出了导电衬垫阻抗的测试原理图。图中，I 1为流经衬垫
(5.1) (5.2)
(5.3) 式中，Z W 为传播空间的波阻抗，Z W =377Ω（假设为平面波）
由于屏蔽质量引入了377Ω，而实际的波阻抗大多低于377Ω，因此屏蔽质量与屏蔽效能的关系为：
E=SQ-30 (dB)
导电衬垫的屏蔽效能与材料类型、压缩情况、金属配接面的涂覆状态等因素有关，再具体应用时，应给予足够的重视。
6、屏蔽电缆的设计
6.1 典型泄漏结构及泄漏模型分析
目前，实际中采用的屏蔽电缆主要可分为编织型、热缩管型、波纹管型、铠装型及上述形式的混合型等几个类型。不同形式的屏蔽电缆其泄漏机理和泄漏模型不同。下面分别就上述几种形式的电缆进行分析。
6.1.1 编织屏蔽电缆
编织屏蔽电缆由于其机械柔韧性在电子领域内使用最为广泛，其电磁泄漏是由屏蔽体上的编织孔缝所引起的。编织屏蔽电缆的参数可通过屏蔽层半径a 、编织物内的编束数B 、截面数p 、编束内的导线数N 、导线直径d 及编织角θ来表示图（6.1）。 其主要参数为：
-1
编织角： θ=tan
4πa p
（6.1） B
填充部分： F =
投影覆盖率： K =2F -F （6.3）
2
pNd Nd NdB
== （6.2） sin θW 4πa cos θ
图6.1 编织屏蔽体的特性参数
内导体穿过屏蔽体孔缝与外界的电磁耦合如图6.2所示。
(a) 磁场泄漏示意图 (b) 电场泄漏示意图
图6.2 编织型屏蔽电缆的泄漏
芯线电流在周围引起的磁场有一部分可能穿过菱形孔，并与其它芯线回路相交链，在屏蔽体回路与芯线回路间引起互感；芯线电位引起的电场将传过屏蔽体的孔缝，使芯线与屏蔽层外部产生电容耦合。
6.1.2 包容型屏蔽电缆
热缩管型、波纹管型、铠装型屏蔽体都属于无孔的屏蔽体，可将其简化为无孔的圆筒壳体，对于这类屏蔽电缆，电缆内外的电磁耦合是通过电磁波在屏蔽体内的扩散而进行的，如图6.3所示，决定屏蔽体的屏蔽效能的参数为屏蔽壳体的材料、厚度、层数等。
图6.3 管状屏蔽体的电磁耦合
6.1.3 混合型屏蔽电缆
混合型屏蔽电缆是由编织型与包容型的不同组合而构成的，其泄漏示意如图。
(a) 结构示意图。 (b) 电磁场泄漏示意图。
图 6.4 混合型屏蔽电缆电磁场泄漏示意图
6.2 各种屏蔽电缆的屏蔽效能
6.2.1 屏蔽层参数变化对电缆屏蔽效能的影响
屏蔽电缆的转移阻抗及屏蔽效能受到屏蔽层的类型、端接方式、材料特性等众多因素的影响，下面将用西安电子科技大学所编制的仿真软件，对上述因素进行分析。
6.2.1.1 单层屏蔽电缆
单层屏蔽电缆分为编织、包容两种形式，影响编织电缆屏蔽性能的参数有编织密度、编织角及编织导线的丝径、材质等，影响包容电缆屏蔽性能的参数有屏蔽层厚度、材料等。
6.2.2.1.1 编织型屏蔽电缆
图6.6给出了编织密度相同、编织角不同的三种电缆的屏效比较，从图中可以看出，低频时电
屏蔽效能（d B ）
频率（Hz ）
图
6.5
缆的屏效较大，随频率增高，其值近似不变，这主要是由于低频屏效主要取决于屏蔽层的直流电阻。而在高频时由于缝隙泄漏的影响增大，导致屏效急剧降低。另外还可以看出， 编织角越大(见图6.6) ，屏效越高。根据孔耦合理论，孔的泄漏量取决于孔的极化率，(6.1)式给出了孔极化率的表达式：
αm , yy =s v my αm , xx =s v mx αe =s τav （6.1）
X
图6.6
323232
式中,s 为孔的面积，v mx 、v my 为沿孔主轴（x 、y ）方向的磁极化系数，τav 为垂直于孔平面方向的电极化系数。显然，极化率正比于孔的面积及电、磁极化系数。表6.1给出了菱形孔的极化系数, 图6.6给出了菱形孔的示意图。由于芯线沿轴线方向，因此所产生的磁场仅沿y 方向，电场垂直于xoy 平面。与编织屏蔽电缆有关的极化系数为v my 和τav ，从表中可看出，w/l越大，即编织角θ越大，v my 和τav 就越高，因
此在编织密度相同时(s相等) ，应选择编织角大的编织方案。 图6.7给出了编织角相同编织密度不同的四种电缆的
屏效比较，从图中可以看出，编织密度增加可以提高屏效，但密度太高会导致电缆很硬，其机械性能就变得很差，因此密度必须控制在一定范围之内。如前所述，孔的泄漏量由孔的极化系数和密度决定，在编织角相同的情况下，不同密度的电
缆其极化系数相同，因而其泄漏只取决于孔的面积。以40%、68%、83%三种密度为例，（93%密度太高，
1009080
10k
100k
1M
频率
（Hz ）
10M
100M
1G
屏蔽效能(（((((（d B ）
[1**********]0
图6.7 －－－
柔韧性较差，不宜采用）s 3/2分别为39×109、1.9×109、3.1×1010、前两种的差别为21.41倍，后两种
差别仅为6.12倍。显然，相对于40%的密度而言，68%的密度可较大的提高屏效，而密度再高，提高屏效的作用就不明显了。
6.2.2.1.2 包容型屏蔽电缆
图6.8给出了镀银、镀镍，厚度不同的四种电缆屏效比较，与编织型电缆相反，包容型电缆由
于不存在缝隙泄漏，在高频时的屏效高于低频，频率越高，屏效越大。包容型电缆的屏效还与金属包容层的材料和厚度有关，导电性能越好、厚度越厚，其屏效就越高。从图中可以看出，厚度为0.6μm 的镀银热缩管的屏效与1.2μm 厚的镀镍热缩管相同。
70
60屏蔽效能（d B ）
50403020频率（Hz）
图6.8
6.2.2.2多层屏蔽电缆
从6.2.2.1可以看出，单层屏蔽由于编织、包容所具有的固有缺陷，所能提供的屏效有限，在屏效要求较高时，必须采取多层屏蔽。多层屏蔽应综合利用编织、包容型屏蔽的优点，以保证电缆具有足够高的屏效。
6.2.2.2.1 多层编织屏蔽电缆
11效能（d B ）屏蔽
11频率（Hz ）
图6.9
图6.9给出了37%单层编织、87%单层编织、37%双层编织、87%双层编织四种屏蔽电缆的屏效比较，从图中可以看出，37%双层编织电缆屏效要好于87%单层编织电缆，而前者的综合覆盖密度最多只有74%，小于87%，这说明密度高的单层编织屏蔽所达到的屏蔽性能有可能低于采用密度低的双层编织屏蔽，而后者的柔韧性要好于前者。
[1**********]0
屏蔽效能（d B ）
[**************]30频率（Hz）
图6.10
图6.10给出了63%、64%双层编织电缆与40%、87%双层编织电缆的屏效比较，虽然两种电缆综合覆盖密度相同，但两层密度相差较近的双层编织电缆屏效比两层密度相差较大的双层编织电缆屏效在高频时要高几个dB ，显然前者实际的覆盖效果要好于后者。
另外还可以看出，虽然采用了双层屏蔽，但高频的屏效仍呈下降趋势，这说明提高高频屏效，仅仅增加编织密度及层数，并不能从根本上解决问题。
6.2.2.2.2多层混合型屏蔽电缆
图6.11给出了单层铝箔、87%单层编织、87%双层编织、单层铝箔87%单层编织、单层铝箔87%双层编织等五种电缆的屏效比较。从图中可以看出，混合型屏蔽电缆的屏效在低频时主要取决于编织层的性能，这是因为实际电缆的铝箔厚度很薄，只有10 m 左右，而编织导线的半径为0.15mm ，远远大于铝箔的厚度，而直流阻抗又取决于屏蔽层的厚度。高频时，由于屏效取决于抑制缝隙的泄漏，因此起主要作用的是包容型屏蔽层。屏蔽层越多，屏效也就越高。由此可见，对于要求高的电缆，必须采用多层混合型屏蔽，这样才能从根本上解决高频屏效低的问题。
屏蔽效能（d B ）
频率（Hz）
图6.11
6.2.2.3 屏蔽层接地方式的仿真计算
屏蔽层接地方式、接地阻抗对于屏蔽电缆的屏效起着非常重要的作用。
140
120
屏蔽效能（d B ）
100
806040频率（Hz）
图6.12
140120
屏蔽效能（d B ）
[1**********]频率（Hz）
图6.13
图6-14
图6-12给出了单层铝箔64%双层编织电缆在接地阻抗均为10m ，三层屏蔽体分别为一层有接地阻抗，另两层为理想接地和三层均有接地阻抗、三层均为理想接地五种情况下的屏效比较（靠近芯线的第一层为铝箔），从图中可以看出，三层均为理想接地的屏效最高，三层均有接地阻抗的屏效最 低，铝箔有接地阻抗对于高频屏效影响很大，而编织有接地阻抗在高频时几乎不受影响。
图6-13给出了上述电缆在三层屏蔽同时接地，但接地阻抗不同的屏效比较，从图中可以看出，接地阻抗大于10毫欧，则屏效下降的很多。
图6-14给出了文献[16]中对于电缆屏蔽层与连接器端接的转移阻抗测试结果，对比两图可看出，接地阻抗应控制在小于10毫欧的范围之内，才能保证电缆达到足够高的屏效。
7、 通风结构的设计
7.1. 通风波导
其截止频率的计算公式： f c =
15
⨯109Hz W
（7.1）
式中，W 为六角形波导的内接圆直径（cm ）。
在f
SE =20log
f c L
+27. 3-10log n f W
（7.2）
式中L 为波导长度（cm ）,n 为波导窗上的波导孔数。
7.2 发泡金属
虽然波导具有良好的屏蔽性能，但其价格却很高，再考虑到有些设备需在波导上加防尘材料进行
滤尘，因而可采用兼有屏蔽、通风、防尘作用的发泡金属作为通风屏蔽部件，这种材料在积满灰尘时，可用高压空气或水冲洗。 （1）发泡金属的电特性
发泡金属的基材为镍，初始磁导率μri =275，孔隙率为80PPI~100PPI，厚度为1.2~2mm。图7.1给出了发泡金属的微观结构。图7.2给出了三种发泡金属的屏蔽效能测试曲线，从图中可以看出，在1GHz 时三种材料的屏蔽效能均大于80dB ，由于测试设备的局限，未能测试得频率大于1GHz 的屏效，但根据有孔金属板每增加10倍频程屏效减20dB 的规律，可以推断出f=12.75GHz时的屏效将满足60dB 的要求。
图7.1 发泡金属的微观结构
120.00
110.00
屏效(d B )
100.0090.00
80.00
70.00
0.00
0.01
0.10
1.00
频率(MHz)
10.00100.001000.00
图7.2 发泡金属的屏蔽效能
（2）发泡金属通风板的结构
由于发泡金属通风板较软，很容易被碰坏，因此需加防护结构，为此在发泡金属的两个面上采用内接圆直径为5mm 、μri =1100正六边形的钢网进行防护，这间接提高了通风板的低频磁屏蔽性能。 (3) 发泡金属通风板的通风性能
虽然发泡金属板具有优异的性能价格比，但其通风性能却是设计中能否采用的关键因素，因此我们对波导通风板、带防尘海绵的波导通风板、发泡金属通风板及常用的五种防尘材料进行了静压损失的测试。图7.3为测试原理图，图7.4和 表7.1为测试结果及排次。（其中包括西安开容公司的发泡金属材料KR-NF 系列以及常用通风波导的风压特性数据）
风机
图7.3 发泡金属通风性能测试原理图
图7.4 不同材料的风阻特性曲线
表7.1 风阻特性结论
但由于金属编织网的屏蔽效能很低，只有波导通风板和发泡金属才能满足要求。从测试结果看，发泡金属完全可以替代波导通风板。