功率放大器毕业论文

毕

电

业子科技大学设计论文

摘要

随着现代无线通信的发展，微波功率放大器已成为微波通信设备的重要部件，它的性能优劣在很大程度上影响着通信质量。因而，对微波功率放大器的研究和设计也越来越受关注。

本文分析了微波功率放大器的非线性特性，介绍了其阻抗匹配电路的方法，并根据指标要求对晶体管的输入输出网络进行阻抗匹配，用微带线实现匹配电路。用ADS软件进行优化仿真，最后设计出大信号微波功率放大器。通过多次调试、测试实验，所设计的微波功率放大器在2.4GHz的频率上增益达到7dB以上。

关键字：微波功率放大器大信号优化设计 CAD

Abstract

With the development of wireless communication，microwave power amplifier has been an important component in microwave communication, its capability effects the quality of the communication in a large extent. So it has been paid more and more attention in the research and design of microwave power amplifier.

In this paper, firstly the nonlinear characteristics of the microwave power amplifier have been analyzed, and several impedance matching circuits for the power amplifier have been introduced. Then according to the required features, the input and output impedance matching networks have been respectively designed for a given transistor, using microstrip line model to solve this problem. And after having used the ADS software to make S-parameter simulation and optimization, a large signal microwave power amplifier is finally designed. With a series of rigorous experiments and tests, the maximum gain of the designed power amplifier can be up to 7dB .

Key word: microwave, power amplifier, large signal, optimization design， CAD

第一章引言„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„(1) 第二章微波功率放大器的非线性特性„„„„„„„„„„ (2) 2.1 单级功率放大器的非线性特性„„„„„„„„„„„(2) 2.2 级联功率放大器的非线性特性 „„„„„„„„„„ (6) 2.3 微波功率放大器线性化技术 „„„„„„„„„„ (7) 第三章微波功率放大器的设计原理„„„„„„„„„„„ (9) 3.1 功率放大器的稳定性„„„„„„„„„„„„„„„(9) 3.2 功率放大器的匹配设计„„„„„„„„„„„„„„(11) 3.3 功率放大器的实现方法„„„„„„„„„„„„„„(14) 3.4 功率放大器的偏置电路设计„„„„„„„„„„„„(17) 第四章功率放大器的电路仿真与实验研究 „„„„„„„„(19) 4.1 2.4GHz功率放大器的主要技术指标 „„„„„„„„(19) 4.2 GaAs场效应功率晶体管 „„„„„„„„„„„„ (20) 4.3 2.4GHz功率放大器的电路仿真„„„„„„„„„„„(23) 4.4 2.4GHz功率放大器的实验研究 „„„„„„„„„„„(32) 第五章结束语„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„(33) 参考文献„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„ (34) 致谢 „„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„(36)

第一章引言

在现代微波无线通信系统中，信息传输正朝着多载波、大容量、高速度方向迅猛发展。微波功率放大器是微波通信设备的重要部件，它的性能在很大程度上影响通信的质量。比如，微波功率放大器增益减小，输出功率下降，则会引起信噪比降低，或是通信距离减小；三阶互调失真大，对时分数字通信设备而言，会产生码间串扰，增大误码率；功放的泄漏会造成自激，使工作不稳定，严重时甚至会使通信中断。性能优良的功率放大器，除了要进行精确合理的电路和结构设计外，还必须要有良好的生产工艺作保证。

微波功率放大器近年来已广泛应用于雷达、电子对抗、广播电视等领域，它具有体积小、重量轻、耗电少、可靠性高、相位特性好的优点，且一般都在50欧姆的微带线上进行调试。

作为功率放大器，应该有较大的输出功率和较高的效率，同时也要满足带宽、增益和稳定性的要求。由于功率放大器处在大信号状态，放大过程中难免产生非线性失真，在设计中必须着重考虑。因此，设计一功率放大器的关键是合理的选择功放管、正确确定工作状态、精心设计匹配网络和选择合适的电路等等。

本文的工作就是进行微波功率放大器的优化和设计。其中，第二章介绍了微波功率放大器的非线性特性和各种常用线性化技术的基本原理；第三章介绍了微波功率放大器的设计原理；本文的第四章首先叙述了2.4GHz功率放大器的研制和设计，然后用ADS软件进行优化仿真，并对所设计的放大器进行加工制作，最后实验调试。

按照所给定的指标要求，本文研究的功率放大器预期达到以下技术指标：工作频率：2400 MHz 功率增益：10dB

第二章微波功率放大器的非线性特性

当微波功率放大器工作在大信号情况时，其幅度和相位特性的非线性会引起信号失真，产生互调和相位噪声[1]。

2.1 单级功率放大器的非线性分析

假设有一功率放大器，该放大器具有非线性，其输入、输出特性如图2-1所示。

图2-1 功放输入、输出特性

其输出电压可以用输入电压的幂级数表示，即

eok1eik2eik3ei

(2-1)

eiAcoswt

(2-2)

则e0变为

e0

k2A(k1A

k3A)coswt

k2Acos2wt

k3Acos3wt

(2-3)

那么基波功率P0为

33

kAkA31

4P0

2



10

R

(mW) (2-4)

输入功率Pi为

10A

Pi (mW) (2-5) 

R2

定义增益G为 G

PoPi

20lg(k1

k3A)

(2-6)

定义线性增益G0为

Go20lgk1 (2-7) 那么1dB压缩点增益G1为

G1G01

利用上式可求得

0.145

k1k3

(k3

把（2-8）式代入（2-4）求出1dB压缩点功率P1

P110lg

0.62 (2-9)

当ei

(cosw1tcosw2t)时 (2-10)

则（2-1）式变成

eo

38238212k2A

k2A[cos(w1w2)tcos(w1w2)t]

14k2A182

A92

k1k3Acosw1tcosw2t

82

k3Acos(2w1w2)tcos(2w2w1)tk3Acos(2w1w2)tcos(2w2w1)t

cos2w1tcos2w2t

k3A[cos3w1tcos3w2t]

(2-11)

由上式可见放大器输入、输出频谱如图2-2所示，从图2-2可以看出，

非线性放大器会产生许多杂散频率，其中w1w2、2w1、2w2、2w1w2、2w2w1在频带外,而2w1w2、2w2w1在频带内，即为交调产物。

w1 w2

2w1+w2

2w1-w2w1w2 2w2-w1 3w1 2w2+w1 3w2

图2-2 放大器输入、输出频谱图

图2-3 放大器输入－输出特性

放大器线性部分的延长线与三次交调产物线性部分延长线相交点的输出功率为截断点PI，该点是衡量放大器线性的一个参数。如图2-3所示。

设两个三次交调产物功率和为P3，两个基波线性输出功率和为PL，两基波输出功率和为Po，两基波输入功率和为Pi，则

910A2

(mW) (2-12) Po2(k1k3A)

28RPL2(

A2k1)

10R

(mW) (2-13)

P32(

316A2

k3A)

10R

(mW) (2-14)

Pi2(

)

10R

(mW) (2-15)

8k13k3

令 P3PL，得 A2则

，代入（2-13）式

PIP113.63 （dBm） (2-16)

由上述关系还可以导出

P1PIPL

(2-17)

整理（2-12）式可得

(A)

16k119k3

(A)

64k181k3

A

6.481

k1k3

0

(2-18)

式中

y10

0.1(PoPI0.62)

(2-19)

解（2-18）式得

A

16k12j

1cos （j=0,1,2） (2-20) 27k33

上式成立条件为POP1。当POP1时，A20.1828其中

cos=1.51875y-1 (2-21) 令

M则

AM

k1k3

，并以此为据从（2-20）式中选取合适的解，

162j

1co 273

k1k3

(2-22)

将（2-22）式代入（2-12）、（2-13）式，得

PLP110lgM9.38 （dBm） (2-23)

PoPL10lg1(

（dBm） (2-24)

将（2-23）、（2-16）式代入（2-17）式得

20lg

8M89M

8.52

（dB） (2-25)

这样，利用（2-19）、（2-21）、（2-22）、（2-25）式即可求出放大器的交调。下面分析多级级联放大器的非线性特性。

2.2多级级联功率放大器的非线性特性分析

从以上分析可以看出，要求出多级级联功率放大器的交调IM3 ，必须知道级联时的PI及PO 。下面进行分析，如图2-4所示，共有m个功放级联，各级增益为G1，G2，G3，„„ Gm，各级截断点功率为 PI.1，PI.2，PI.3，„„ PI.m。

A1 A2 A3 Am

图 2-4

设各级增益和输入、输出阻抗均为常数，且各级的非线性不相互作用，这样

整个级联系统的工作过程是：一双频率信号加到A1的输入端口，并产生交调分量。A1输出的线性信号和交调分量加到A2的输入端口，通过A2到A2的输出端口，A2自身产生的交调分量也到A2的输出端口，它与A1产生的交调分量具有相同的频率，因而与来自A1的合在一起。重复这个过程，直到所有级联为止。

通常，任何级产生的交调分量的相位以及通过该级的交调分量的相位都是未知的，因此无法知道交调分量间是怎样相位组合，这里假定所有交调分量按同相位组合。

在A1的输出端产生的线性电压以Vo1表示，A1中产生的交调分量电压以

VIM3,1表示，则在

A2的输出端口，线性分量为G2VO1，而交调分量电压为

G2VIM3,1VIM3,2，因此，在最后一级Anm输出有

VOmVO1(G2G3Gm)12 (2-26)

VIM3,mVIM3,mVIM3,m1GmVIM3,m2(GmGm1)

VIM3,1(GmGm1G3G2)

(2-27)

将VOm和VIM3,m平方得到POm和PIM3,m，并把式（2-26）、（2-27）的平方形

式代入（2-17）式，用PIM代替（2-27）式中的VIM3,m得 3,m

1

(G2G3Gm)

32

PO,1

32

P

1IM,m

(PIM3,m1Gm)

(PIM3,1G2G3Gm)

(2-28)

由（2-28）式可以得到任意一级输出口的交调功率

233

PIM3,mPI,MPO,1(G2G3Gm) (2-29)

最后把式（2-29）代入（2-28）式，得到遮断点功率间的关系：

1PI



1PI,m



1GmP1,m1



1GmGm1P1,m2



GmGm1G2PI,1

上式单位是mW或W。

这样，利用式（2-16）、（2-26）即可求出级联功放的PI,在利用（2-16）式求出级联功放的P1,然后利用（2-19）、（2-21）、（2-22）、（2-25）式即可求出级联功放的交调IM3。

2．3 微波功率放大器线性化技术

为了消除微波功率放大器的非线性失真，必须采用一些可靠的线性化技术。提高放大器线性度最简单的方法是将放大器工作在甲类，并降低工作电平，直到得到所要求的线性度，即功率回退法。

目前主流的线性化技术主要有三大类，即反馈技术、前馈技术与预失真技术，下面就简单介绍一下这些技术的原理。

2.3.1反馈技术

将RF输出信号直接反馈到输入端，通过反馈来达到对IM产物的抑制，即RF直接反馈法，常用于低功率放大器，其应用受到工作频率和输出功率的很大限制，反馈环上的有限时延限制了带宽[2]，而且，这种方法难以实现多级反馈。在更高电平上，反馈网络耗散很大，不得不使用高功率电阻，增加了成本和结构复杂性。

2.3.2前馈技术

前馈技术[3-5]比反馈技术提出的早，是一种宽带线性化技术。前馈技术基本原理是通过将主功率放大器产生的失真信号样本前馈到放大器输出端，来大量抵消放大器输出端的失真信号。

2.3.3预失真技术

预失真技术[6]是一项通过产生输入信号的互补信号，来消除RF功放的非线性失真的线性化技术。在TV发射机（中频预失真）及TWT放大器（RF预失真）中已经成功地运用预失真技术来校正三阶交调失真。

一般说来，各种线性化方法大体都可以归成两大类[7]，即开环或闭环技术。各种反馈等都可看成是闭环系统，它们具有很高的线性化能力，可以在满足一定频谱抑制的同时，得到较好的功率输出和效率，但由于受到调制带宽的严重限制，通常局限在单载波系统的设计中。预失真技术则可看成开环系统，它没有闭环系统的校正精度，但它能够处理的多载波信号调制带宽非常宽，也不存在制约闭环系统固有的稳定性问题。并且其实现简单，成本较低，适合于在便携式系统等要求廉价且容量大的通信系统中使用。

第三章微波功率放大器的设计原理

微波功率放大器的设计，就是要选择合适的功放管和设计最佳的匹配电路。人们怀着极大的兴趣在寻找能更可靠、持续更久地替代TWT放大器的器件，GaAs功率放大器便是一个极好的候选人。尽管GaAs FET不能提供可与TWT放大器相比拟的功率电平，但是，将它们与电路和|或阵列功率合成技术相结合看来是一种十分可行的解决办法。这个领域的主要进展必须在于开发高效率、高功率的FET以及开发低损耗合成技术。

场效应晶体管的最大振荡频率比双极晶体管高很多，它是一种多数流子器件，少数载流子不参加导电；它的输入阻抗高，易于匹配；频带宽，噪声低；它比双极晶体管更适宜用在S波段电路，所以我们选用这种管子作为放大管。

管子选定以后，最重要的就是要设计合适的匹配电路，使放大器的输入和输出阻抗分别跟信号源内阻和负载电阻相匹配。一方面要使输入功率有效地激励功放管，另一方面又要使放大后的功率最大限度地被负载吸收，以达到最大功率的传输。由于微波晶体管在微波频段工作时，其输入输出阻抗为复数阻抗，且该阻抗随工作频率、直流偏置及激励功率的大小而变化。因此与高低频功率放大器的设计相比，微波功率放大器的设计要复杂得多。

3．1微波功率放大器的稳定性[8]

在放大器的设计中，最重要的一个方面是稳定性问题。放大器有内反馈，可能造成放大器不稳定，设计的不合理可能会使一个放大器变成振荡器。因此，在设计放大器时，一定要分析放大器是无条件稳定还是潜在不稳定。

放大器达到无条件稳定的充分必要条件是

K

1S11

S22



2S12S21

1

（3-1）

S11S22S12S211 （3-2）

当放大器达到无条件稳定时，其转换功率增益为：

(1S

G

PLPa

S21

)(1L

)

（3-3）

(1SS11)(1LS22)SLS12S21

式中，PL为传输给负载的平均功率；Pa为信号源输出的资用功率；S和L分别为信号源和负载的反射系数。

当信号源与负载同时匹配时，匹配信号源和匹配负载的反射系数为：

SM

C1[B1(B14C1)

2C1

]

（3-4）

]

LM

C2[B2(B24C2

2C2

)

（3-5）

式中，B11S11

S22

;B21S22

S11

;



C1S11S22;C2S22S11;S11S22S12S21。

当Bj>0时取负号，当Bj

ZSMZ0ZLMZ0

1SM1SM1LM1LM



放大器共轭匹配时，微波晶体管的输入输出阻抗分别为ZSM和ZLM。

以上两种办法一般取第（1）种。这两种办法虽能使放大器仍能稳定工作，但包含着不稳定因素。如果端接负载有所变化，可能就会发生振荡，因此称为有条件稳定或潜在不稳定。

L、S两个平面上同时都避开不稳定区。如图3-2所示。在具体设计步骤中如果先避开输出平面上的不稳定区，根据指标要求选择了某个L值，而in与L有关，因此根据输入端口匹配要求选择的S将与L有关。必须检验该S值是否也避开了输入平面上的不稳定区。如果设计步骤先选择S，情况类似。

图3-2说明，如果单位圆内不稳定区（图中阴影区）较小，则潜在不稳定条件下的设计是可能的。但总是尽可能工作与无条件稳定（绝对稳定）情况为好。

3.2微波功率放大器的匹配设计[9]

成功地设计微波功率放大器的关键试设计阻抗匹配网络。在任何一个微波功率放大器设计中，错误的阻抗匹配将使电路不稳定，同时会使电路效率降低和非线性失真加大。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足匹配、谐波衰减、带宽、小驻波、线性及实际尺寸等多项要求。当有源器件一旦确定后，可以被选用的匹配电路是相当多的，企图把可能采用的匹配电路列成完整的设计表格几乎是不现实的。设计单级功率放大器主要是设计输入匹配电路和输出匹配电路；设计两级功率放大器除了要设计输入匹配电路和输出匹配电路外，还需要设计级间匹配电路。

3.2.1输入匹配电路

由于微波功率放大器的源和负载都是50欧姆，因此输入匹配电路和输出匹配电路主要是对一端是50欧姆，另一端是实数部分较小的复数阻抗进行匹配。

当大功率管的输入阻抗是容性、低电阻值时,通常可以采用下述五种输入匹配电路，如图3－3所示，它们都是由集中参数元件构成。每一种电路都有一定的局限性，尽管设计人员可以任意选择匹配电路，但从实用观点考虑，有些匹配电路的元件值是无法实现的，这就需要从这些匹配电路中选择一种最易实现的结构。例如，螺旋电感的取值是有一定范围的，否则螺旋电感的线宽会太窄以致于无法实现。对于交叉指电容，取值不能太大，否则尺寸太大，电路无法实现。

电路A中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电容与电阻的串联电路，匹

配电路是T形网络。当输入部分的电阻接近50欧姆时，T形网络中的并联电容抗值将趋近无限，因此，它只适用于输入阻抗实部小于50欧姆的情况。所以，大部分微波功率放大器的输入匹配电路都可以采用这种匹配电路。

电路B中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电容与电阻的并联电路，匹配电路是形低通网络。当待匹配阻抗的实部小于50欧姆时，匹配电路中的电感值非常小，并联电容又非常大，使该匹配电路无法实现。如果一定要匹配低阻抗器件，可以采用两级形匹配电路。

电路C中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的并联电路，匹配电路是形网络，串联部分是电感与电容的串联电路，两端分别并联电感和电容。该匹配电路特别适合匹配等效输入阻抗实部小于50欧姆的情况。

电路D中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的串联电路，匹配电路是形网络，串联部分是电感与电容的串联电路，负载端并联一个电容。该匹配电路常用来匹配等效输入阻抗实部小于50欧姆的情况。

电路E 中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的串联电路，匹配电路是T形低通网络。这种匹配电路可以用来匹配等效输入阻抗实部小于或大于50欧姆的情况。

图3－3 输入匹配电路

（a）电路A；（b）电路B；（c）电路C；（d）电路D；（e）电路E。当大功率管的等效输入阻抗呈感性，它的实部比较小时，可以采用并联电容的输入匹配电路，把等效输入阻抗中的电感分量谐振掉，这种输入匹配电路应该是低通匹配网络，能匹配较低的阻抗。通常，输入匹配电路的谐振电容可以用微带短截线实现。当放大器的工作频率及功率管选定后，谐振实阻抗值可能小于

50欧姆，也可能是很大的数值。当谐振实阻抗低于50欧姆时，低通匹配电路很容易使它与50欧姆阻抗匹配。

如果采用微带匹配网络时，谐振实阻抗不能太高，原因是低通网络结构把高阻抗降到50欧姆时要用到串联高阻抗传输线。该传输线的特性阻抗至少高于谐振实阻抗，达一倍以上，这就使串联高阻抗传输线非常窄，加大了匹配网络的损耗，加大了工艺难度，有时甚至无法实现。在尺寸允许时，可以采用四分之一波长阻抗变换网络。

输出匹配电路确定后，功率放大器的输出功率及效率也基本确定了，但是它的增益平坦度并不一定满足技术指标的要求。这时，需要合理设计输入匹配电路以便使增益平坦度满足要求。

设计输入匹配电路时，还应考虑输入驻波比不能太大，在设计频带要求较宽时，这个问题显得特别突出，频带越宽设计难度越大。为了改善输入驻波比性能，可以采用铁氧体隔离器，也可以采用平衡放大器技术。

3.2.2 输出匹配电路

输出匹配电路主要应具备损耗低，谐波抑制度高，改善驻波比，提高输出功率及改善非线性等功能。

1．

谐波抑制：功率放大器的非线性特性使输出不仅包含基波信号，同时还存在各项谐波，谐波幅度大小与基波信号大小呈一定的比例关系。在大功率放大器中，由于基波功率比较大，因此谐波功率也比较大，特别是2次谐波和3次谐波，它们对系统的影响是不可忽略的。为了减小谐波功率输出，通常输出匹配电路采用低通结构或带通结构。在采用带通结构时，应消除寄生通带的影响。当要求谐波输出非常小时，单靠上述匹配电路是不能满足对谐波的抑制，还需要加带阻滤波网络。

2．

改善驻波比：功率放大器匹配电路设计不完善会使功率放大器输出驻波比较大，因此会加大带内增益起伏，产生寄生信号，严重时会产生自激振荡和烧毁功率管。因此，在设计输出匹配电路时必须使驻波比较小。

3．

低损耗：在大功率放大器中，由于输出功率较大，输出电路有一点损耗就会有较大功率损失，并且，在输出电路板上转成热耗，从而

使电路的可靠性变差。例如，连续波输出功率为200W，输出匹配电路损耗为1dB，则耗散在输出匹配电路上的功率高达40W以上。输出功率越大，输出匹配电路上所耗散的功率越大。因此，在设计大功率放大器时，应该尽可能减小输出匹配电路的损耗。

4．

线性：由非线性分析知道，功率放大器的三阶交调系数时与负载有关的，因此在设计输出匹配电路时，必须考虑线性指标的要求。负载选择应确保线性最好。

5．

效率：功率放大器的效率除了取决于晶体管的工作状态、电路结构、负载等因素外，还与输出匹配电路密切相关。要求输出匹配电路保证基波功率增益最大，谐波功率增益最小，损耗尽可能小和良好的散热装置。

3.2.3 级间匹配电路

级间匹配电路除了与输入匹配电路一起实现平坦增益特性外，还应具备级间隔直流功能。两级功率放大器的三阶交调系数不仅取决于末级功率放大器，同时还取决于末前级功率放大器。

微波功率放大器工作时处于非线性状态，放大过程中会产生大量的谐波分量，因此，输入、输出匹配网络除起到阻抗变换作用外，还应有滤波作用。匹配网络可根据动态输入、输出阻抗设计，同时要考虑到功率及带宽的要求。通常可以采用四分之一波长线加电抗线段匹配、八分之一波长线匹配和传输线直接串接匹配等。其他还有采用多级并联导纳匹配，T型、型网络匹配等，其目的是减少电路损耗，减小增益波动并满足带宽和功率放大的要求。

3.3功率放大器的实现方法[10]

3.3.1大信号S参数设计法

小信号S参数只决定于管子直流工作点和工作频率，与输入功率无关：但功率加大后，S参数还与电平有关。对于在较大功率情况下，仍能运用在甲类和准甲类状态的管子，由于弱非线性，其大信号S参数与小信号S参数变化不是很大。功率增大时SS21随输入功率增大而减小，说明跨导在变；S22轨迹若转换到导纳圆图上，近似沿着电纳线变化，说明输出电容近似不变，

输出电导随输入功率增大而增大；而S11和S12变化相对小些。

除了用测量方法获得大信号S参数外，还可以用计算机模拟功率晶体管的大信号工作状态，例如通过测量管子的非线性静态特性，拟合出大信号等效电路模型中的非线性元件，然后再用计算机算出该模型的S参数。

图3-4为场效应管的一种大信号模型。图中受控源ID和输出电导Gds随栅极电压和漏极电压而呈现非线性变化；栅源电容Cgs本质上就是随栅压而变的非线性电容。此外，当输入功率增大后，可能出现正的栅压而导致正向栅极电流IG;可能由于漏压很大而导致栅漏之间的反向击穿电流IB;这两项电流都将影响场效应管的输出电流和电压波形，使之产生谐波，出现增益压缩。

图3-4 功率FET的大信号模型

当然，拟合器件的等效模型也是一件复杂的工作，但可以不必建立大信号S参数测试系统，而且等效电路适用很宽的频带范围，因此可以算出各频率点的S参数。所以这种方法有其优点。

由上所述，可在晶体管的P1dB点测出或算出大信号S参数，然后用类似小信号放大器的设计方法来设计功放。如果所要求的功放输出功率比管子的P1dB小，则可以使输入功率比Pin倒退xdB，其三阶交调系数将改善2xdB。这种改善功放非线性的方法最简便，称为功率回退法。但受到器件水平（P1dB值）的限制。此外还有利用反馈或预失真等方法改善线性，在此不作介绍。

3.3.2 负载牵引法

如果有条件建立完善的测试系统，则可在实际微波功率输入情况下改变负载，获得负载变化时晶体管的功率负载特性和非线性负载特性。前者在图3－5

中画出为一组等输出功率线，后者画出为一组等三阶交调线。

图3-5 等输出功率线与等三阶交调线

由图可见，当负载值沿等三阶交调线变化时，放大器的输出功率不同。在等输出功率线与等三阶交调线的相切点处输出功率最大，因此图中两组曲线的相切点称为最佳负载点。所有最佳负载点的连线称为最佳负载线。若对另一个测试频率，则有另一根最佳负载线。于是，可以根据功放的输出频率、三阶交调系数及频带指标，找出最佳负载阻抗，算出所要求的相应输入端信源阻抗。然后设计输出、输入匹配网络。

如果在负载平面上同时作得等工作电流线，则设计时还可照顾到对功率附加效率的要求。

负载牵引法有利于设计线性功放，因为可直接看出对三阶交调的影响，但测试条件复杂，耗时也大。

3.3.3 动态阻抗法

这是一种比较古老的方法，就是将晶体管与信号源、调配器、功率计等构成一简单测试系统，在一定的频率及输入电平下，调整工作点及调配器，使输出功率最大，同时效率又较高（偏置电流较小），则称为最佳负载状态。然后用共轭替代法测出晶体管在此状态下的输入、输出阻抗，即可用于功放匹配网络设计。

由于这种方法的功放非线性是不可预估的，因此对线性功放的设计一般不采

用。

3.4微波功率放大器偏置电路的设计

对微波GaAs FET来说，偏置保护电路的设计是很重要的。FET相当于一个常开器件，当FET栅极不加偏置Vgs时，其漏极到源极是直通的，如果此时在漏极和源极之间加上正偏置Vds，则会引起破坏性大电流将FET烧毁。因此，必须给FET附加偏置保护电路。

偏置保护电路应有以下功能：

1）开、关机时对FET顺序加、退电。即开机时先给栅极加负偏压，经适当延时后再给漏极加正偏压（源极接地）；关机时则相反，先退掉漏极上的正偏压。

2）如因某种原因使电源负压断了，偏置保护电路应迅速将FET漏极正偏压降低到FET能承受的电平。

3）能给FET提供合适的工作点。

4）偏置保护电路本身应没有低频寄生振荡。

总之，在利用功率GaAs FET设计窄带和宽带放大器时，需要对器件和电路作如下的考虑：

1．选择一种能满足设计目标（功率输出和频率范围）的适合的功率器件。器

件本身的输出功率能力应比所要求放大器的输出功率约高20%~30%.

2．功率晶体管需有较高的击穿电压。利用接近于工业标准的晶体管。在带有

通孔的薄衬底上的晶体管应有低的串联电感和较好的散热。

3．使放大器电路工作在最安全的工作偏置范围，决不要超过最大击穿电压和

额定电流。

4．结与机壳之间的热阻应尽可能地低，以便有较好的性能和可靠性。 5．为精确地表征用于最佳放大器设计的功率器件，负载牵引测量是必不可少

的。

6．内匹配晶体管有助于减小封装寄生参量的影响，它们能提供较高的效率和

较大的带宽。

7．输入匹配网络的设计着眼于最大的功率传递，输出匹配网络的设计着眼于

最大的功率输出，匹配电路应在所需要的频带之外给出最小的增益。 8．利用集总元件或集总－分布电路元件将低阻抗匹配到50欧姆，以便实现

一个紧凑的电路。在输出端上也应使用低损耗电路元件，因为给定的损耗量所引起的效率降低在输出端比在输入端更多。

9．对于高功率组件，应使用低损耗和效率为85％～90％的功率合成技术。 10．对于宽带放大器，应使用低Q匹配网络。

最后要说明，在设计功放时，所选用功率晶体管的工作参数必须低于其最大额定参数。对场效应管来说，最大额定参数为：最大额定漏源电压、最大额定栅源电压、最大额定功耗、允许储存温度范围和沟道温度。为提高管子输出功率，应提高漏源击穿电压；还要增加栅宽，以控制更大的漏流，但是在一定频率下栅宽相对栅长来说有个极大值，为此将若干个栅极并联起来得到很大的总栅宽。即使如此，单管输出功率总还是满足不了大功率的需求。

第四章微波功率放大器的电路仿真和实验研究

4.1 2.4GHz微波功率放大器的主要技术指标

影响晶体管输出功率的三个因数是：（1）栅漏之间的击穿电压；（2）最大的沟道电流；（3）器件的特性。因此功率晶体管的结构与用于小信号放大的器件不同。

功率放大器的技术指标，除工作频带、增益、驻波比和效率外，主要指标是功率放大器的功率输出以及对信号的非线性失真。

一般功率管的效率有以下两种定义：

（1）晶体管射频输出功率Pout与电源消耗功率Pdc之比 

PoutPdc

它表示功放将直流功率转换射频功率的能力，但不能反映晶体管的功率放

大能力。

（2）功率附加效率add add

PoutPin

Pdc

用功率附加效率来表征晶体管的放大能力，也反映了功率转换功能。表征功放的功率输出和线性度的指标分别是1dB压缩点输出功率P1dB和三阶交调系数IM3，如图4-1所示。

G0G1dB

(a) (b)

图4-1 功放的输入输出与互调特性

(a) 1dB压缩点输出功率P1dB

图4-1(a)是功率放大器输出功率与输入功率的关系曲线。当输入功率较小时，输出功率与输入功率的比值是一个常数，即为线性关系。所以功率放大器在小信号工作时，其增益与输入功率大小无关。但随着输入功率的增大，输出功率与输入功率的比值将减小，即出现增益压缩现象，他们的关系曲线逐渐弯曲，如图4-1(b)所示。当输入功率加大到某一数值时，放大器的输出功率达到最大，以后就开始下降，这一点就称为功率放大器的饱和点，如图(a)中B点所示。很显然，如果微波功率放大器工作在饱和点附近就会出现严重的非线性失真。

当微波功率放大器增益比小信号的线性增益低1dB时，这一点通常称为1dB压缩点，见图4-1(a)中A点，此时的增益称为1dB压缩点增益，记做G1dB。对应于该点的输出功率称为1dB压缩点输出功率，记做P1dB。 (b) 三阶交调系数IM3

放大器在大功率时呈现非线性，如果有两个相近的频率w1和w2信号，通过

放大器，则将产生新的组合频率，一般表示为mw1nw2，最靠近w1和w2的频率分量为2w1w2和2w2w1，由于这两个频率分量在放大器的通带内难于滤除，故以它们的幅度与基波幅度之比值是衡量放大器非线性失真的程度。一般称

2w1w2及2w2w1两个频率分量的幅度为三阶交调幅度，定义三阶交调系数

用分贝表示式

20lg

三阶交调幅度基波幅度

dBc (4-1)

一般对线性度要求较高的系统，IM3的抑制需要达到40 dBc 以上。本章设计2.4GHz的功率放大器，具体设计指标如下：

工作频率： 2.4GHz 功率增益： 10 dB

4.2 GaAs场效应晶体管[11]

微波功率晶体管是微波功率晶体管放大器的心脏，它对放大器的性能有着重大影响。因此，在对微波功率晶体管放大器进行研究之前，都应对微波功率晶体管的特性有一定程度的了解。本节就简单介绍一下2.4GHz功率放大器需使用的GaAs场效应晶体管的基本原理和相关参数。

（1）微波GaAs MES FET的结构和工作原理

微波场效应晶体管是在砷化镓半绝缘材料衬底上制作的N沟道金属－半导体场效应晶体管，即GaAs MES FET，也叫肖特基势垒栅场效应晶体管。

GaAs MES FET结构示意图如图4-2 所示。衬底材料是具有高电阻率的本征砷化镓，在衬底上生长一层N型外延层，称为有源层沟道，在沟道上方制作源极、栅极和漏极。源极（S）和漏极（D）的金属与N型半导体之间形成欧姆接触，而栅极（G）的金属与N型半导体之间形成肖特基势垒。图中L为栅长，沿垂直纸面的方向为栅宽W（图中未标示出），a为外延层厚度，此层厚度极薄，一般L/a3，MESFET的工作特性对沟道厚度特别敏感。

微波FET的工作原理与普通场效应晶体管相同，它是一个电压控制器件。当栅源之间加负压Vgs时,则肖特基势垒区(耗尽层)变宽，使N沟道变薄。由于漏源之间加正压Vds，有多数载流子(电子)从源极经栅极下的沟道漂移到漏极，形成漏极电流Ids，当沟道变薄时，相当于增大沟道电阻，使Ids减小，因此控制删压

Vgs

，可以灵敏地改变耗尽层宽窄，从而调制沟道厚度，达到最终控制Ids的目的。

图4-2 GaAs MES FET 结构

（2）管芯等效电路

图4-3 MESFET管芯等效电路

图4-3给出了MESFET管芯等效电路和等效电路元件在结构中的位置，虚线框内为“本征模型”。等效电路中元件说明如下：

Cgs是栅源部分耗尽层结电容；Cdg是栅漏部分耗尽层结电容；Cgs+Cdg为栅极与沟道之间耗尽层总电容；Cdc是模拟沟道中电荷偶极层的电容，在一般等效电路中往往忽略；Rgs、Rds表示沟道电阻；Ids为电压控制的电流源；Rs、Rd和Rg分别为源极、漏极和栅极电阻；Cds为衬底电容。

IdsgmVgi

，gm是MESFET的小信号跨导，可表示为

gm

gm0

1jw/wy

jw0

(4-2)

式中gm0为管子的低频跨导；0为载流子在EEth那部分沟道中渡越时间。当短栅时近似地把从源端到漏端的渡越时间作为0，通常为几纳秒；wy为跨导的截止频率，wy1/CgsRgs，通常高达几十千兆赫到几百千兆赫。在常用的20GHz以下的频率范围内，w01，可近似认为

gmgm0

(4-3)

（3） GaAs MES FET的电参数

GaAs MES FET常用的直流和低频电参数包含：零栅漏极电流Idss、共源正向跨导gm、栅漏击穿电压BVgds、夹断电压Vp以及栅－源截止电流Igss等。

表征GaAs MES FET的频率参数有fmax和fT。fmax的定义与双极晶体管完全

相同，即随频率的提高，其单向化功率增益Gu降至1时对应的频率。对于GaAs MES FET，关系式Guf

fmax

仍然适用，即GaAs MES FET的单向化功率增

益Gu仍符合6dB/倍频的下降规律。GaAs MES FET的特征频率fT反映了GaAs MES FET的增益带宽性能，它由下式表示

fT

gm02Cgs

(4-4)

由上式可见，为了提高fT，必须提高器件gm0和减小Cgs。Cgs是栅源之间的分布电容，可缩短栅长减小Cgs，故短栅对提高微波场效应晶体管的高频性能有利，不过，相应工艺难度也增大。（4）功率GaAs MES FET的电参数

功率GaAs MES FET与小信号的有些不同，其重要微波电参数为输出功率

P0、功率增益Gp和漏极效率

。

功率GaAs MES FET的输出功率P0本质上取决于其电压和电流的承受能力，

由于肖特基势垒的限制，GaAs MES FET的工作电压难以较大提高，这是功率GaAs MES FET的弱点之一。功率GaAs MES FET提高输出功率的有效措施就是提高Idss，即增大栅宽，这导致阻抗降低、结温上升和栅电极上的微波传输损耗与相移增大，因此单个GaAs MES FET的输出功率P0是受到限制的。

功率GaAs MES FET的功率增益本质上取决于GaAs MES FET的fT和动态

阻抗，功率GaAs MES FET的电路设计也要求提供相应的大信号动态参数，即动

态阻抗、大信号S参数或负载牵引参数组。

另外功率GaAs MES FET的漏极效率d、功率附加效率add和热阻Rth也是

反映功率GaAs MES FET的性能的重要参数。

对于2.4GHz功率放大器输出级的设计，将采用AMCOM公司的GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG，其在频率f=3.5GHz，温度T=25C，以及Vds=5V，Ids=0.5 Idss的偏置下，测得的特性参数典型值为：

1dB压缩点输出功率 P1dB ： 34dBm

工作在1dB压缩点时的效率 d@P1dB ：46% 三阶交调截断点IP3 ：44dBm 小信号增益G ：11dB 直流参数为：

饱和电流Idss：1700 mA (测试条件：Vds=3V，Vgs=0) 截断电压Vp：－2.0V

栅漏截止电压Vbgd：15V （测试条件：Idg=1mA/mm）噪声温度：11.3 C/W 极限参数为：

最大漏源电压Vds：7V 最大栅源电压Vgs：-5V 最大漏电流Ids：2230 mA 最大通道温度Tch：175C

由上述晶体管的电参数可知，选定AMCOM公司的GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG进行2.4GHz功率放大器设计，可以满足前面提到的设计指标。

4.3 2.4 GHz 功率放大器的电路仿真

前面已提到微波功率放大器的设计方法主要有大信号S参数设计法、等效

负载牵引法、动态阻抗法等等。其中确定大信号阻抗较好的一种方法为等效负载牵引技术。在2.4GHz功率放大器的设计中，我们将主要根据GaAs功率场效应

管的等效负载牵引数据来设计。（1）等效负载牵引技术



图4-4 等效负载牵引法原理框图

图4-4表明了放大器的输出端参考面A入射波、反射波与负载导纳的关系。通过改变FET输出端反射波的大小和相位，模拟端接负载阻抗。图中V2和V3分别表示网络入射波和反射波复振幅，在参考面A处有

V2V2e

jwt



(4-5) (4-6) (4-7)

V3V3e

jwt

V0V2V3

向器件方向的反射系数为

2

V3V2

1L

(4-8)

根据关系式

Y2Y0

1212

(4-9)

求得

2V2

YLY2Y01V0



 

(4-10)

式中y0是测量系统的特性导纳；V02y0V2/y0y2。上式表明，负载导纳是FET输出端反射电压的函数。在史密斯园图上，随着负载相位的改变，等功率线

是一组椭圆轨迹。设计时可以根据等功率曲线选定2，以便设计输出匹配网络。

进行等效负载牵引技术的实验装置比较复杂。目前也有采用动态阻抗匹配法，将晶体管与信号源、调配器、功率计等构成一简单测试系统，在一定的频率及输入电平下，调整工作点及调配器，使输出功率最大，效率又高，即在最佳负载状态下工作。然后用共轭替代法测出晶体管在此状态下的输入、输出阻抗，作为设计匹配网络的依据。

在2.4GHz微波功率放大器的设计中，所选定的GaAs功率场效应管AM072MX-QG的参数资料中分别给出了1～6GHz共六个频点的等效负载牵引数据，见表4-1。

表4-1 AM072MX-QG负载牵引数据

FREQ

(GHz)

1 2 3 4 5 6

0.948 0.947 0.946 0.945 0.943 0.941

-165.969 179.343 170.876 163.88 157.352 150.923

0.818 0.819 0.82 0.821 0.832 0.824

-175.496 -170.93 -166.242 -161.37 -136.254 -150.834

MAG[S11] INPUT

]

INPUT ANG[S11

MAG OPT.LOAD

ANG OPT.LOAD

可以看到，上面表格所列的数据并没有直接给出我们所需要的频率为2.4GHz时的负载牵引数据，因此，利用上面的数据还不能直接准确的去设计2.4GHz功率放大器的匹配电路，必须做进一步的处理，计算出2.4GHz时的负载牵引数据。

根据插值理论，通过Matlab编程可以很方便的得到GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG在所需频带内的负载牵引数据，具体数值已列于表4-2中。

表4-2 插值计算得到的AM072MX-QG负载牵引部分数据

FREQ

(GHz

MAG[S11] INPUT

ANG[S11] INPUT

MAG OPT.LOAD

ANG OPT.LOAD

)

2.2 2.3 2.4 2.5 2.6

0.947 0.947 0.947 0.945 0.946

177.650 176.803 175.956 175.110 174.263

0.819 0.819 0.819 0.820 0.820

-169.992 -169.524 -169.055 -168.586 -168.117

（2）匹配电路与偏置电路设计

如图4-5所示，功率放大器的输入匹配网络通常用来实现微波晶体管的输入端口与信号源之间的共轭匹配；输出匹配网络用来完成微波晶体管的输出端口与负载之间的最大功率匹配。当用等效负载牵引法测量得到了微波功率晶体管的最佳负载阻抗和反射系数后，即可进行匹配网络的设计。匹配网络的基本结构形式与小信号放大器的匹配网络基本形式是一样的。对于微带匹配网络，按其电路结构形式可分为三种基本结构形式，即并联型匹配网络、串连型匹配网络和串－并联型匹配网络。本文主要采用并联型匹配结构来设计功率放大器匹配网络，所以下面就着重分析功率放大器并联匹配网络的设计。

图4-5 单级功率放大器网络结构

图4-6 匹配网络设计（其中L’＝ L/g，Lopt’＝Lopt/g）

对于输出匹配应按最大功率输出设计，即从晶体管输出端口向负载看去的负载反射系数应为opt。因此，输出匹配网络就是完成到opt到50的变换，如图4-6所示。将opt标在史密斯圆图上，由其所在的点沿等反射系数圆向负载方向

旋转，与匹配圆相交与A点和A'点。为了减小设计出的放大器的结构尺寸，选择A点进行设计。由圆图上即可得到输出匹配网络主线的归一化长度L/g。A点的反射系数就是opt经线长L变换到负载端口上的反射系数A，如图中所示。

为了匹配，负载端口应具有的反射系数为A，即A点的反射系数。已知负载端

口反射系数为零。因此，只要在负载端口外加一个A点所对应的电纳即可。若此电纳用一段终端开路的并联支节来实现，则从导纳圆图中的开路点沿匹配圆向源方向旋转，与通过A点的电纳线相交于B点，即可从圆图上求出支节线归一化长度为Lopt/g。

输入匹配网络则可以根据共轭匹配方法，将测得的小信号S参数直接匹配到50，从而使回波最小；也可以根据等效负载牵引法测得最佳输入反射系数来设计，将S11通过圆图匹配到50，提高输出功率。

晶体管功率放大器的工作状态有甲类、甲乙类、乙类、丙类几种，输入信号电平大小不同，非线性特性也不一致。所以微波功率放大器一般都必须加上偏压，以保证一定的工作状态。为此必须有偏置电路。偏置电路对微带电路的整体来说，属于辅助电路；但又必不可少。在设计偏置电路时，必须注意使其对主电路的微波特性影响应尽可能小，即不应造成大的附加损耗、反射以及高频能量沿偏置电路的泄漏。同时应使其结构尽可能紧凑，不至于占很大的面积，避免造成全体电

路在介质基片上排列的困难。本文设计的微波功率放大器偏置电路，主要由开路扇形结通过/4高阻线并接到主线上，并在主线接入点处对微波信号形成开路特性，从而达到了高频扼流、直流馈电的目的。

由于功率放大器加上了偏压，因此使得与其相连的微带线也有了直流或低频电位，如果整个微带线都连通，则整个电路都具有直流或低频电位。而事实上有时要求上述具有直流和低频电位的部分必须和微带的其他部分隔开，因为微带的一直连通可能会通过微波信号发生器内部使微带线和接地板短路，从而使偏压源也短路。因此，一定的隔直装置是必要的，它使电路的一部分和其他部分直流隔开，但对微波信号的影响又必须尽可能小。隔直的方法有多种，在本文设计的功率放大器中，主要采用了20pF电容隔直的方法，结构简单，所占的长度对整个电路的安排影响很小。

这里，我们选择了TACONIC公司的微波介质基片RF-35，其相对介电常数r＝3.5，介质厚度h＝0.5 mm 。

（3） 2.4GHz 功率放大器的优化

在上节理论设计的初值基础上，利用射频设计软件HP-ADS可以对电路进行仿真和优化。GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG输出电路的仿真和优化，均采用了相同的输入、输出电路拓扑，具体拓扑形式如图4-7、图4-8所示。

图4-7 输入电路仿真拓扑

图4-8 输出电路仿真拓扑

根据GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG所给的参数，在2.4GHz频率下晶体管AM072MX-QG的输入网络、输出网络的S11分别为：0.947/-175.956,0.819/-169.055（AM072MX-QG）。

通过使用ADS对输出电路的仿真与优化，使其尽可能地得到较为接近所给定的参数值，从而完成较好的输入、输出匹配，进而使功率放大器尽可能达到最大输出功率，优化结果如图4-9所示。

freq (2.300GHz to 2.500GHz)freq (2.300GHz to 2.500GHz)

输入优化结果输出优化结果

图4-9 AM072MX-QG的输入、输出优化结果

根据以上的设计方法及优化结果，本文分别设计了GaAs功率场效应管AM072MX-QG的2.4GHz功率放大器，图4-10给出了设计的电路图。

4.4 2.4GHz微波功率放大器的实验研究

对上文设计的2.4GHz功率放大器的实验研究包括了标网测试和频谱仪测试，标网测试实验主要是测试功率放大器的输入驻波及小信号增益特性，频谱仪测试实验主要是功率放大器的输出功率与三阶交调。所使用的主要仪器型号如下：

信号源：Agilent 83623B 10MHz～20GH

8360B SERIES SWEPT SIGNAL GENERATOR

41所AV1485

标量网络分析仪：Agilent 8757D Scalar Network Analyzer

频谱仪：ADVANTEST R4134D Spectrum Analyzer

电源：DH1715A－5型

标量网络测试系统框图如下：

图4-11 标量网络分析仪Agilent8757D测试系统框图

待测功率放大器的实物如图4-12：

图4-12 功放实物照片

使用标网Agilent8757D,测得的AM072信号特性如图4-13所示：

图4-13 增益、回波损耗标网测试结果

从图4－13可知，2.4GHz的频率下，功率放大器信号增益为7.38dB，回波损耗为－27.4dB。指标给出的增益要求为10dB，而此功率放大器输出信号增益为7.38dB，比实际要求小了2.62dB。讨论其原因具体如下：

由于频率为2400MHz，波长为12.5cm，设计在特性阻抗为50欧姆微带线的宽度下的并联导纳微带线的长度较长，因而用降低特性阻抗值来增加微带线的宽度，进而以降低并联导纳微带线的长度，节省结构尺寸。但是正因为如此，使传输线上的微带线产生不连续性而引起一定的功率损耗，品质因素降低，从而增益下降。同时输出匹配网络的匹配性能也将影响放大后的输出功率值，输出匹配网络中的一点损耗，将极大的降低输出功率，进而影响其增益。因此所设计的功率放大器的实际增益值要比理论上的小。

同时，因厂家给的功率管的参数为典型值，在实际加工制作与测试中有一定的误差；而所设计的电路拓扑也是在理论上设计优化的，它与实际问题的解决上也存在着一些差值；最后由于功率放大管在工作状态下会产生大量的热，散热系统的性能也将在很大程度上影响最终的功率增益。

第五章结束语

微波功率放大器是微波设备发信部分的一个最重要部件，是微波发信部分的“咽喉”，一旦发生故障就会影响微波通信的可靠信。因而微波功率放大器的优化和设计研究是一项非常重要的课题。当前世界无线通信发展迅速，对微波功率放大器研究的重要性日益显著，也备受人们的关注。

本文对微波功率放大器的进行了设计。要求在输入2.4GHz的频率信号下，输出功率增益为10dB，输出功率为1W。进而本文首先对大信号功率放大器的非线性性进行研究，并介绍了各种线性化技术的基本原理；随后又提出了各种大信号功率放大器的设计方法。然后根据给出的具体指标要求用等效负载牵引法设计研究，且用ADS软件进行优化仿真，经过一系列实验调试，所设计的放大器输出功率增益达到了7dB以上，较好地完成了2.4GHz微波功率放大器的电路设计，从工作中也发现还有需要进一步改进，以达到最初的设计要求。

参考文献

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[10] 赵国湘、高葆新。微波有源电路. pp225-227

[11] 言华. 微波固态电路. 北京理工大学出版社. 1995. pp6-50

致谢

在论文完成之际，我首先要向我的指导老师樊勇教授致以诚挚的谢意和崇高的敬意。樊老师有严谨的治学态度、忘我拼搏的敬业精神，他才思隽永、思维敏锐、知识广博、经验丰富。这些无时无刻都在影响着我，使我深受启发，是我学习的楷模。本文的工作从方案论证，到电路加工测试都是在樊老师的指导下完成的，樊老师深厚的理论功底，丰富的实际经验，孜孜不倦的教诲都使我收益非浅，也促成了本文的顺利完成。在此，请允许我再次向樊老师致以崇高的敬意和由衷的感谢！

在此，我还要向张显静高工、同实验室的师兄师姐致以深深的敬意，感谢他们一直对我的学习、工作、生活给予的热情的关心、指导和帮助。

最后特别感谢我家人一直以来给我信心、鼓励和支持。

毕

电

业子科技大学设计论文

摘要

关键字：微波功率放大器大信号优化设计 CAD

Abstract

Key word: microwave, power amplifier, large signal, optimization design， CAD

第一章引言

按照所给定的指标要求，本文研究的功率放大器预期达到以下技术指标：工作频率：2400 MHz 功率增益：10dB

第二章微波功率放大器的非线性特性

当微波功率放大器工作在大信号情况时，其幅度和相位特性的非线性会引起信号失真，产生互调和相位噪声[1]。

2.1 单级功率放大器的非线性分析

假设有一功率放大器，该放大器具有非线性，其输入、输出特性如图2-1所示。

图2-1 功放输入、输出特性

其输出电压可以用输入电压的幂级数表示，即

eok1eik2eik3ei

(2-1)

eiAcoswt

(2-2)

则e0变为

e0

k2A(k1A

k3A)coswt

k2Acos2wt

k3Acos3wt

(2-3)

那么基波功率P0为

33

kAkA31

4P0

2



10

R

(mW) (2-4)

输入功率Pi为

10A

Pi (mW) (2-5) 

R2

定义增益G为 G

PoPi

20lg(k1

k3A)

(2-6)

定义线性增益G0为

Go20lgk1 (2-7) 那么1dB压缩点增益G1为

G1G01

利用上式可求得

0.145

k1k3

(k3

把（2-8）式代入（2-4）求出1dB压缩点功率P1

P110lg

0.62 (2-9)

当ei

(cosw1tcosw2t)时 (2-10)

则（2-1）式变成

eo

38238212k2A

k2A[cos(w1w2)tcos(w1w2)t]

14k2A182

A92

k1k3Acosw1tcosw2t

82

k3Acos(2w1w2)tcos(2w2w1)tk3Acos(2w1w2)tcos(2w2w1)t

cos2w1tcos2w2t

k3A[cos3w1tcos3w2t]

(2-11)

由上式可见放大器输入、输出频谱如图2-2所示，从图2-2可以看出，

非线性放大器会产生许多杂散频率，其中w1w2、2w1、2w2、2w1w2、2w2w1在频带外,而2w1w2、2w2w1在频带内，即为交调产物。

w1 w2

2w1+w2

2w1-w2w1w2 2w2-w1 3w1 2w2+w1 3w2

图2-2 放大器输入、输出频谱图

图2-3 放大器输入－输出特性

放大器线性部分的延长线与三次交调产物线性部分延长线相交点的输出功率为截断点PI，该点是衡量放大器线性的一个参数。如图2-3所示。

设两个三次交调产物功率和为P3，两个基波线性输出功率和为PL，两基波输出功率和为Po，两基波输入功率和为Pi，则

910A2

(mW) (2-12) Po2(k1k3A)

28RPL2(

A2k1)

10R

(mW) (2-13)

P32(

316A2

k3A)

10R

(mW) (2-14)

Pi2(

)

10R

(mW) (2-15)

8k13k3

令 P3PL，得 A2则

，代入（2-13）式

PIP113.63 （dBm） (2-16)

由上述关系还可以导出

P1PIPL

(2-17)

整理（2-12）式可得

(A)

16k119k3

(A)

64k181k3

A

6.481

k1k3

0

(2-18)

式中

y10

0.1(PoPI0.62)

(2-19)

解（2-18）式得

A

16k12j

1cos （j=0,1,2） (2-20) 27k33

上式成立条件为POP1。当POP1时，A20.1828其中

cos=1.51875y-1 (2-21) 令

M则

AM

k1k3

，并以此为据从（2-20）式中选取合适的解，

162j

1co 273

k1k3

(2-22)

将（2-22）式代入（2-12）、（2-13）式，得

PLP110lgM9.38 （dBm） (2-23)

PoPL10lg1(

（dBm） (2-24)

将（2-23）、（2-16）式代入（2-17）式得

20lg

8M89M

8.52

（dB） (2-25)

这样，利用（2-19）、（2-21）、（2-22）、（2-25）式即可求出放大器的交调。下面分析多级级联放大器的非线性特性。

2.2多级级联功率放大器的非线性特性分析

A1 A2 A3 Am

图 2-4

设各级增益和输入、输出阻抗均为常数，且各级的非线性不相互作用，这样

在A1的输出端产生的线性电压以Vo1表示，A1中产生的交调分量电压以

VIM3,1表示，则在

A2的输出端口，线性分量为G2VO1，而交调分量电压为

G2VIM3,1VIM3,2，因此，在最后一级Anm输出有

VOmVO1(G2G3Gm)12 (2-26)

VIM3,mVIM3,mVIM3,m1GmVIM3,m2(GmGm1)

VIM3,1(GmGm1G3G2)

(2-27)

将VOm和VIM3,m平方得到POm和PIM3,m，并把式（2-26）、（2-27）的平方形

式代入（2-17）式，用PIM代替（2-27）式中的VIM3,m得 3,m

1

(G2G3Gm)

32

PO,1

32

P

1IM,m

(PIM3,m1Gm)

(PIM3,1G2G3Gm)

(2-28)

由（2-28）式可以得到任意一级输出口的交调功率

233

PIM3,mPI,MPO,1(G2G3Gm) (2-29)

最后把式（2-29）代入（2-28）式，得到遮断点功率间的关系：

1PI



1PI,m



1GmP1,m1



1GmGm1P1,m2



GmGm1G2PI,1

上式单位是mW或W。

2．3 微波功率放大器线性化技术

目前主流的线性化技术主要有三大类，即反馈技术、前馈技术与预失真技术，下面就简单介绍一下这些技术的原理。

2.3.1反馈技术

2.3.2前馈技术

2.3.3预失真技术

第三章微波功率放大器的设计原理

3．1微波功率放大器的稳定性[8]

放大器达到无条件稳定的充分必要条件是

K

1S11

S22



2S12S21

1

（3-1）

S11S22S12S211 （3-2）

当放大器达到无条件稳定时，其转换功率增益为：

(1S

G

PLPa

S21

)(1L

)

（3-3）

(1SS11)(1LS22)SLS12S21

式中，PL为传输给负载的平均功率；Pa为信号源输出的资用功率；S和L分别为信号源和负载的反射系数。

当信号源与负载同时匹配时，匹配信号源和匹配负载的反射系数为：

SM

C1[B1(B14C1)

2C1

]

（3-4）

]

LM

C2[B2(B24C2

2C2

)

（3-5）

式中，B11S11

S22

;B21S22

S11

;



C1S11S22;C2S22S11;S11S22S12S21。

当Bj>0时取负号，当Bj

ZSMZ0ZLMZ0

1SM1SM1LM1LM



放大器共轭匹配时，微波晶体管的输入输出阻抗分别为ZSM和ZLM。

3.2微波功率放大器的匹配设计[9]

3.2.1输入匹配电路

由于微波功率放大器的源和负载都是50欧姆，因此输入匹配电路和输出匹配电路主要是对一端是50欧姆，另一端是实数部分较小的复数阻抗进行匹配。

电路A中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电容与电阻的串联电路，匹

图3－3 输入匹配电路

50欧姆，也可能是很大的数值。当谐振实阻抗低于50欧姆时，低通匹配电路很容易使它与50欧姆阻抗匹配。

3.2.2 输出匹配电路

输出匹配电路主要应具备损耗低，谐波抑制度高，改善驻波比，提高输出功率及改善非线性等功能。

1．

2．

3．

低损耗：在大功率放大器中，由于输出功率较大，输出电路有一点损耗就会有较大功率损失，并且，在输出电路板上转成热耗，从而

4．

5．

3.2.3 级间匹配电路

3.3功率放大器的实现方法[10]

3.3.1大信号S参数设计法

输出电导随输入功率增大而增大；而S11和S12变化相对小些。

图3-4 功率FET的大信号模型

3.3.2 负载牵引法

如果有条件建立完善的测试系统，则可在实际微波功率输入情况下改变负载，获得负载变化时晶体管的功率负载特性和非线性负载特性。前者在图3－5

中画出为一组等输出功率线，后者画出为一组等三阶交调线。

图3-5 等输出功率线与等三阶交调线

如果在负载平面上同时作得等工作电流线，则设计时还可照顾到对功率附加效率的要求。

负载牵引法有利于设计线性功放，因为可直接看出对三阶交调的影响，但测试条件复杂，耗时也大。

3.3.3 动态阻抗法

由于这种方法的功放非线性是不可预估的，因此对线性功放的设计一般不采

用。

3.4微波功率放大器偏置电路的设计

偏置保护电路应有以下功能：

2）如因某种原因使电源负压断了，偏置保护电路应迅速将FET漏极正偏压降低到FET能承受的电平。

3）能给FET提供合适的工作点。

4）偏置保护电路本身应没有低频寄生振荡。

总之，在利用功率GaAs FET设计窄带和宽带放大器时，需要对器件和电路作如下的考虑：

1．选择一种能满足设计目标（功率输出和频率范围）的适合的功率器件。器

件本身的输出功率能力应比所要求放大器的输出功率约高20%~30%.

2．功率晶体管需有较高的击穿电压。利用接近于工业标准的晶体管。在带有

通孔的薄衬底上的晶体管应有低的串联电感和较好的散热。

3．使放大器电路工作在最安全的工作偏置范围，决不要超过最大击穿电压和

额定电流。

4．结与机壳之间的热阻应尽可能地低，以便有较好的性能和可靠性。 5．为精确地表征用于最佳放大器设计的功率器件，负载牵引测量是必不可少

的。

6．内匹配晶体管有助于减小封装寄生参量的影响，它们能提供较高的效率和

较大的带宽。

7．输入匹配网络的设计着眼于最大的功率传递，输出匹配网络的设计着眼于

最大的功率输出，匹配电路应在所需要的频带之外给出最小的增益。 8．利用集总元件或集总－分布电路元件将低阻抗匹配到50欧姆，以便实现

一个紧凑的电路。在输出端上也应使用低损耗电路元件，因为给定的损耗量所引起的效率降低在输出端比在输入端更多。

9．对于高功率组件，应使用低损耗和效率为85％～90％的功率合成技术。 10．对于宽带放大器，应使用低Q匹配网络。

第四章微波功率放大器的电路仿真和实验研究

4.1 2.4GHz微波功率放大器的主要技术指标

功率放大器的技术指标，除工作频带、增益、驻波比和效率外，主要指标是功率放大器的功率输出以及对信号的非线性失真。

一般功率管的效率有以下两种定义：

（1）晶体管射频输出功率Pout与电源消耗功率Pdc之比 

PoutPdc

它表示功放将直流功率转换射频功率的能力，但不能反映晶体管的功率放

大能力。

（2）功率附加效率add add

PoutPin

Pdc

G0G1dB

(a) (b)

图4-1 功放的输入输出与互调特性

(a) 1dB压缩点输出功率P1dB

放大器在大功率时呈现非线性，如果有两个相近的频率w1和w2信号，通过

2w1w2及2w2w1两个频率分量的幅度为三阶交调幅度，定义三阶交调系数

用分贝表示式

20lg

三阶交调幅度基波幅度

dBc (4-1)

一般对线性度要求较高的系统，IM3的抑制需要达到40 dBc 以上。本章设计2.4GHz的功率放大器，具体设计指标如下：

工作频率： 2.4GHz 功率增益： 10 dB

4.2 GaAs场效应晶体管[11]

（1）微波GaAs MES FET的结构和工作原理

微波场效应晶体管是在砷化镓半绝缘材料衬底上制作的N沟道金属－半导体场效应晶体管，即GaAs MES FET，也叫肖特基势垒栅场效应晶体管。

Vgs

，可以灵敏地改变耗尽层宽窄，从而调制沟道厚度，达到最终控制Ids的目的。

图4-2 GaAs MES FET 结构

（2）管芯等效电路

图4-3 MESFET管芯等效电路

图4-3给出了MESFET管芯等效电路和等效电路元件在结构中的位置，虚线框内为“本征模型”。等效电路中元件说明如下：

IdsgmVgi

，gm是MESFET的小信号跨导，可表示为

gm

gm0

1jw/wy

jw0

(4-2)

gmgm0

(4-3)

（3） GaAs MES FET的电参数

GaAs MES FET常用的直流和低频电参数包含：零栅漏极电流Idss、共源正向跨导gm、栅漏击穿电压BVgds、夹断电压Vp以及栅－源截止电流Igss等。

表征GaAs MES FET的频率参数有fmax和fT。fmax的定义与双极晶体管完全

相同，即随频率的提高，其单向化功率增益Gu降至1时对应的频率。对于GaAs MES FET，关系式Guf

fmax

仍然适用，即GaAs MES FET的单向化功率增

益Gu仍符合6dB/倍频的下降规律。GaAs MES FET的特征频率fT反映了GaAs MES FET的增益带宽性能，它由下式表示

fT

gm02Cgs

(4-4)

功率GaAs MES FET与小信号的有些不同，其重要微波电参数为输出功率

P0、功率增益Gp和漏极效率

。

功率GaAs MES FET的输出功率P0本质上取决于其电压和电流的承受能力，

功率GaAs MES FET的功率增益本质上取决于GaAs MES FET的fT和动态

阻抗，功率GaAs MES FET的电路设计也要求提供相应的大信号动态参数，即动

态阻抗、大信号S参数或负载牵引参数组。

另外功率GaAs MES FET的漏极效率d、功率附加效率add和热阻Rth也是

反映功率GaAs MES FET的性能的重要参数。

1dB压缩点输出功率 P1dB ： 34dBm

工作在1dB压缩点时的效率 d@P1dB ：46% 三阶交调截断点IP3 ：44dBm 小信号增益G ：11dB 直流参数为：

饱和电流Idss：1700 mA (测试条件：Vds=3V，Vgs=0) 截断电压Vp：－2.0V

栅漏截止电压Vbgd：15V （测试条件：Idg=1mA/mm）噪声温度：11.3 C/W 极限参数为：

最大漏源电压Vds：7V 最大栅源电压Vgs：-5V 最大漏电流Ids：2230 mA 最大通道温度Tch：175C

由上述晶体管的电参数可知，选定AMCOM公司的GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG进行2.4GHz功率放大器设计，可以满足前面提到的设计指标。

4.3 2.4 GHz 功率放大器的电路仿真

前面已提到微波功率放大器的设计方法主要有大信号S参数设计法、等效

负载牵引法、动态阻抗法等等。其中确定大信号阻抗较好的一种方法为等效负载牵引技术。在2.4GHz功率放大器的设计中，我们将主要根据GaAs功率场效应

管的等效负载牵引数据来设计。（1）等效负载牵引技术



图4-4 等效负载牵引法原理框图

V2V2e

jwt



(4-5) (4-6) (4-7)

V3V3e

jwt

V0V2V3

向器件方向的反射系数为

2

V3V2

1L

(4-8)

根据关系式

Y2Y0

1212

(4-9)

求得

2V2

YLY2Y01V0



 

(4-10)

式中y0是测量系统的特性导纳；V02y0V2/y0y2。上式表明，负载导纳是FET输出端反射电压的函数。在史密斯园图上，随着负载相位的改变，等功率线

是一组椭圆轨迹。设计时可以根据等功率曲线选定2，以便设计输出匹配网络。

在2.4GHz微波功率放大器的设计中，所选定的GaAs功率场效应管AM072MX-QG的参数资料中分别给出了1～6GHz共六个频点的等效负载牵引数据，见表4-1。

表4-1 AM072MX-QG负载牵引数据

FREQ

(GHz)

1 2 3 4 5 6

0.948 0.947 0.946 0.945 0.943 0.941

-165.969 179.343 170.876 163.88 157.352 150.923

0.818 0.819 0.82 0.821 0.832 0.824

-175.496 -170.93 -166.242 -161.37 -136.254 -150.834

MAG[S11] INPUT

]

INPUT ANG[S11

MAG OPT.LOAD

ANG OPT.LOAD

根据插值理论，通过Matlab编程可以很方便的得到GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG在所需频带内的负载牵引数据，具体数值已列于表4-2中。

表4-2 插值计算得到的AM072MX-QG负载牵引部分数据

FREQ

(GHz

MAG[S11] INPUT

ANG[S11] INPUT

MAG OPT.LOAD

ANG OPT.LOAD

)

2.2 2.3 2.4 2.5 2.6

0.947 0.947 0.947 0.945 0.946

177.650 176.803 175.956 175.110 174.263

0.819 0.819 0.819 0.820 0.820

-169.992 -169.524 -169.055 -168.586 -168.117

（2）匹配电路与偏置电路设计

图4-5 单级功率放大器网络结构

图4-6 匹配网络设计（其中L’＝ L/g，Lopt’＝Lopt/g）

为了匹配，负载端口应具有的反射系数为A，即A点的反射系数。已知负载端

这里，我们选择了TACONIC公司的微波介质基片RF-35，其相对介电常数r＝3.5，介质厚度h＝0.5 mm 。

（3） 2.4GHz 功率放大器的优化

图4-7 输入电路仿真拓扑

图4-8 输出电路仿真拓扑

根据GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG所给的参数，在2.4GHz频率下晶体管AM072MX-QG的输入网络、输出网络的S11分别为：0.947/-175.956,0.819/-169.055（AM072MX-QG）。

freq (2.300GHz to 2.500GHz)freq (2.300GHz to 2.500GHz)

输入优化结果输出优化结果

图4-9 AM072MX-QG的输入、输出优化结果

根据以上的设计方法及优化结果，本文分别设计了GaAs功率场效应管AM072MX-QG的2.4GHz功率放大器，图4-10给出了设计的电路图。

4.4 2.4GHz微波功率放大器的实验研究

信号源：Agilent 83623B 10MHz～20GH

8360B SERIES SWEPT SIGNAL GENERATOR

41所AV1485

标量网络分析仪：Agilent 8757D Scalar Network Analyzer

频谱仪：ADVANTEST R4134D Spectrum Analyzer

电源：DH1715A－5型

标量网络测试系统框图如下：

图4-11 标量网络分析仪Agilent8757D测试系统框图

待测功率放大器的实物如图4-12：

图4-12 功放实物照片

使用标网Agilent8757D,测得的AM072信号特性如图4-13所示：

图4-13 增益、回波损耗标网测试结果

第五章结束语

参考文献

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[2] C.Seymour. Development of Spacecraft Solid-state High Power L-band Amplifiers. IEE

Proceedings. Vol.1 33, July 1986. pp326-338

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1971. pp2879-2916

[4] Y.K.G.Hau,V.Postoyalko, and J.R.Richardson. Compensation of Amplifier Nonlinear Phase

Response to Improve Wideband Distortion Cancellation of Feedforward Amplifiers. Electron. Lett. Vol. 33. No. 6, 1997. pp500-502

[5] Y.Hau et al. Sensitivity of Distortion Cancellation in Feedforward Amplifiers to Loops

Imbalances. IEEE MTT-S International Microwave Sympostum Digest. June 1997. pp 1695-1698

[6] Kumar, M., et al. Predistortion Linearizer Using GaAs Dual-Gate MESFET for TWTA and

SSPA used in Satellite Transponders. IEEE Trans. Microwave Theory and Tech. MTT-33. No. 12. 1985. pp1479-1499

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[8] 廖四起、丁奂吾。C波段微波功率放大器的设计.1992. pp36

[9] 赵保经. 微波集成电路. 1995. pp216-218

[10] 赵国湘、高葆新。微波有源电路. pp225-227

[11] 言华. 微波固态电路. 北京理工大学出版社. 1995. pp6-50

致谢

在此，我还要向张显静高工、同实验室的师兄师姐致以深深的敬意，感谢他们一直对我的学习、工作、生活给予的热情的关心、指导和帮助。

最后特别感谢我家人一直以来给我信心、鼓励和支持。

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