电子镇流器常见拓扑结构及工作原
理
复旦大学 王凯
版权保护 抄袭必纠
摘 要
金属卤化物灯（简称金卤灯）作为高强度气体放电灯的重要灯种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在城市道路、商业广场、超市、摄影和工矿照明中大量使用，有着非常大的市场发展空间，随着金卤灯的广泛应用，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。
金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理和电特性与大多数高强度气体放电灯类似，论文第一章首先对高强度气体放电灯的发光原理和电子镇流器工作原理作了简单介绍。论文第二章对常见类型的电子镇流器的结构及工作原理作了介绍。
论文第三章针对150W 金卤灯的物理特性和电特性设计了一款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算。
论文第四章通过MATLAB/simulink仿真了功率因数校正电路和低频方波逆变电路，仿真结果验证了电路的设计合理性，其中功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，满足设计要求；低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。论文同时对逆变电路在电流换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。 论文第五章根据电子镇流器设计方案搭建了实际电路，实验结果验证了设计方案的有效性。其中功率因数校正电路在不同输入电压下均能实现功率因数校正，校正后输入侧功率因数在 左右。低频方波逆变电路在开环状态下能实现灯电压的低频方波逆变，输出灯电压与理论设计吻合。由于时间限制，对灯电流的恒流闭环控制功能并没有实现。
关键词：金卤灯，电子镇流器，功率因数校正，低频方波逆变
1 绪论
金卤灯是高强度气体放电灯的一种，本章首先介绍了气体放电灯的发光原理，然后对电子镇流器的镇流原理作了分析。最后对气体放电灯所存在的声谐振现象作了介绍。
1.1 气体放电灯的基本特性
在通常情况下，气体是良好的绝缘介质，其电路阻抗可视为无穷大。但是在光辐射、强电场、离子轰击和高温加热等条件下，气体可能会被击穿，发生电离并产生可自由移动的带电粒子，此时气体由绝缘体转变为导体，这种现象称为气体放电。气体被击穿后，带电粒子不断地从电场中获得能量，并通过与其他粒子相互碰撞的形式将能量传递给其它粒子。这些得到能量的粒子可能会被激发，发生能级跃迁，但跃迁后的激发态粒子并不稳定，会自发返回基态，跃迁回基态的粒子会产生电磁辐射、释放光子，这即是气体放电灯的发光原理。
图1.1为气体在一定条件下放电的伏安特性曲线，各段的物理特性如下所示：
图1.1 气体放电的伏安特性
OA 段：由场致电离所产生的少量的带电粒子在电场作用下向阳极运动，从而产生电流，随着电场强度逐渐增加，单位时间内到达阳极的带电粒子数增多，电流增大。
AB 段：随着电场强度进一步增强，由场致电离产生的带电粒子在电场加速下能全部到达阳极，单位时间内到达阳极的带电粒子不在增加，电流饱和。
BD 段：当电极间电压继续增大，通过电场加速后的带电粒子速度达到很大，它们与气体中的原子发生碰撞并使之电离，原子电离后所产生的电子又被电场加速，并再与其他原子碰撞，如此循环，导致电离产生的电子数目呈雪崩式增加，对应灯电流快速上升，这个放电过程也称为雪崩放电。
DE 段：经过雪崩放电后，气体放电灯管内气体阻抗迅速降低，管压降随即迅速下降，同时灯管中会产生可见的辉光。D 点一般称为气体放电着火点，D 点电压也称为着火电压。
EF 段：由图可知，在这一段内灯电流增加，但管压降基本保持不变，这段称为正常辉光放电阶段。灯电流增加而管压降保持不变是因为阴极只有部分面积用于发射电子，其发射面积正比于灯电流，因此灯电流的增加只增加了阴极发射面积，但并不影响其管压降。
FG 段：到达F 点后，整个阴极面积都用于电子发射。此时如果继续增大电流，同样的管压降所产生的阴极电子并不能满足电流增加，因此管压降必须上升，迸入异常辉光放电阶段。
GH 段：继续增大电流，阴极温度逐渐上升，当阴极温度上升到能产生显著的热电子发射时，此时不再需要阴极位降来提供电子发射，阴极位降开始减小，管压降开始大幅下降，稳定后，放电管内产生强烈的弧光，这一阶段称为弧光放电阶段。气体放电灯稳定工作时即工作在弧光放电区。
1.2 气体放电灯镇流器的工作原理
金卤灯是高强度气体放电灯中的一种，其负载特性和电特性与气体放电灯基本无差别。当气体放电灯正常工作时，其灯管处于弧光放电段，即图1.1中GH 段，由图可知，气体放电灯负载特性为负的伏安特性。
分析可知，将具有负伏安特性的负载单独接到电网中去时，气体放电灯是不能稳定工作的。电网电压的扰动将导致灯电流无限止增加或者灯电弧很快熄灭。如图1.2所示，通过给灯串联一个电阻或电感等阻抗性元件，就可以克服灯的负阻特性，从而改善弧光放电时电弧的不稳定性。在交流情况下，能够改善灯负载特性的器件有电感、电阻、电容等，这些通称为限流器或镇流器。
图1.2 利用电阻或电感元件改善后的气体放电灯伏安特性曲线
1.3 高强度气体放电灯的声谐振现象
实验发现，当高强度气体放电灯工作在10kHz 到几百kHz 频率范围内时，灯电弧很不稳定，气体灯光输出不稳定、滚动、闪烁，照明效果严重下降，究其原因，是气体放电灯在高频工作时，灯管内气体发生声谐振，影响了电弧的稳定性。
声谐振发生时通常伴随着灯电压电流的变化，甚至可能会熄灭电弧乃至于损坏电子镇流器。除此之外，发生声谐振时灯电弧会扭曲，在靠近灯管管壁的地方可能因为局部过热而使灯管炸裂。
声谐振现象是高强度气体放电灯在高频工作时所固有的现象，因此对于电子镇流器设计者而言，必须在设计时考虑如何有效防止声谐振现象的发生。目前对于声谐振现象的消除[7]主要有以下几种方法： 选频运行； 频率调制；③超高频点灯；④低频方波点灯。大量的研究表明[2、7]，低频方波点灯能有效消除气体放电灯声谐振现象。
1.4 本课题的研究意义及研究现状
1.4.1 本课题研究意义
随着各种节能灯在照明领域的广泛应用，对镇流器的需求量也不断增大。目前市场上应用广泛的老式工频电感镇流器，存在着效率低、耗能高、体积大等缺点。使用电子镇流技术能有效减小镇流器体积、提高输入侧功率因数和镇流器效率，同时还能改善普通电感式镇流器存在的发光频闪问题，提高灯光效。目前，电子式镇流器因其优越的性能正不断被市场接受，市场份额
不断扩大。
金属卤化物灯（金卤灯）作为节能灯的一种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在商业广场、城市道路、摄影、超市和工矿照明中大量使用，同时, 由于其显色性能良好，目前金卤灯在液晶背景光源和汽车头灯等领域的应用也越来越广泛。随着金卤灯在照明市场应用逐渐增加，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。
1.4.2 本课题研究现状
目前金卤灯的研究方向主要集中在金卤灯声谐振现象的消除和金卤灯调光这两个方面：
一、金卤灯由于其灯管结构的特殊性，其声谐振现象非常严重，对于金
卤灯声谐振现象的消除目前主要采用低频方波点灯这种方式来避免
声谐振，如何简化低频方波电路的电路结构并提高其稳定性是目前
的研究热点方向，目前很多新型两级式低频方波电路已经提出[11][12]，
目前也有单级式电子镇流器结构被提出，但其电路可靠性并不高。
二、目前对于金卤灯调光控制主要集中在调频和调整导通占空比这两个
方向。对于模拟控制而言，要实现调频非常困难，而通过数字芯片
很容易实现，但数字芯片的使用会导致电路成本升高，不利于电子
镇流器的市场推广。如何在电路成本控制下实现金卤灯的有效调光
也是目前的研究重点。
2 电子镇流器常见拓扑结构及工作原理
本章对目前常见类型的气体放电灯镇流器拓扑结构及其工作原理作了简单介绍。
2.1 普通工频电感式镇流器
目前市场上工频电感式镇流器仍应用广泛，工频电感式镇流器的典型拓扑结构如图2.1所示
图2.1工频电感式镇流器的拓扑结构
其中电感L 用作改善灯的负阻特性。因为电感L 会产生无功电流，并联电容C 用作无功补偿，能提高输入端的功率因数。
工频电感式镇流器的主要缺点有:
1. 由于加入了电感电容等阻抗元件，灯输入端的功率因数很低，功率因数在0.4左右。
2. 电感式镇流器工作在工频50Hz ，因此镇流电感体积很大，不利于灯的小型化和集成化。
3. 在每个工频周期内，由于电感的存在，灯电流过零时电感会产生一个个电压尖峰，即所谓的再点火现象，这极大地降低了灯的寿命。
2.2 高频谐振式电子镇流器
高频谐振式电子镇流器常见结构为两级式：PFC 级+高频逆变级，电路拓扑如图2.2所示。高频逆变级给灯提供高频驱动电流（通常为几kHz 到几百kHz ），由于工作在高频状态，电感体积极大地减小，有利于镇流器的小型化。
高频逆变级 PFC 级
图2.2 高频谐振式电子镇流器
但高频谐振式电子镇流器存在一个缺陷是，其工作频率与气体放电灯声谐振频率范围重叠，这极大的影响了高频谐振式电子镇流器的性能。
2.3 低频方波式电子镇流器
低频方波式电子镇流器控制气体放电灯工作在低频方波状态，其工作频率一般为100-500Hz ，由于可以彻底消除声谐振现象，目前这类电子镇流器已被广泛应用到金卤灯电子镇流器中。低频方波式电子镇流器通过控制技术来改善灯的负阻特性，通过控制灯电流恒定可以不通过与灯串联阻抗元件便能使灯稳定工作，从而减小了镇流器体积。从电路拓扑结构来看，低频方波式电子镇流器的常见结构有：典型的三级式低频方波电子镇流器、两级式低频方波电子镇流器、和单极式低频方波镇流器。目前，从成本和可靠性来看，两级式低频方波镇流器最有发展前景。
2.3.1 三级式低频方波镇流器
传统的低频方波电子镇流器包括三级结构：功率因数校正（PFC ）电路、DC —DC 降压电路和全桥逆变电路，拓扑结构如图2.3所示。其中第一级（PFC 级）用于功率因数校正，提高电网侧输入功率因数；第二级为DC —DC 级，通常为Buck 降压电路，电路工作在高频状态，可实现输出端的恒压限流、恒流或恒功率输出，从而改善金卤灯的负阻特性，实现灯的稳定驱动；第三级为DC-AC 逆变级，使灯工作在低频方波状态。
PFC 级 DC —DC 级 DC —AC 逆变级
图2.3 低频方波式电子镇流器的典型三级结构
典型三级式电路原理简单，但结构比较复杂，对控制电路要求较高，而且镇流器所用器件较多，成本昂贵。如何简化电路结构，控制电路成本已成为目前的研究热点。 2.3.2
低频方波式电子镇流器的结构简化
针对三级式电子镇流器结构复杂，成本较高等缺点，目前陆续提出了多种简化镇流器结构的方案，简化方向主要有两类：
（1） 将PFC 级与DC-DC 级整合
这种方法可以有效减小镇流器的结构复杂度，但简化后的电路功率因数校正效率较低且开关器件的应力较大。目前这种方案主要应用
于小功率场合。
（2） 将DC-DC 级与DC —AC 逆变级整合
简化后的电路拓扑如图2.4所示，全桥逆变电路含有四个开关管，
工作时它可以看成是两个Buck 电路的组合，因此理论上能将全桥电
路与DC —DC 级整合。这种两级式电路把Buck 变换器的开关和全桥逆
变器的开关相结合，同时保证灯工作在低频方波状态，并且维持灯电
流恒定。
PFC 级 DC —AC 全桥
逆变级
图 2.4 两级式低频方波电路结构示意图
其中逆变级4个开关管的驱动波形及灯电流波形如图2.5所示， S1、
S2工作在低频状态以实现灯电压为一个低频方波，S3和s4工作在高频开关状态，作为Buck 开关控制灯电流恒定。通过有序控制开关管S1、S2、S3、S4的导通和关断，能实现灯电流的低频方波驱动，同时实现灯电流的恒流控制，保证金卤灯能稳定工作。
t
I 图2.5 全桥逆变电路开关管的驱动波形以及灯电流波形
3 150W金卤灯电子镇流器的设计
本章针对150W 金卤灯的物理特性和电特性设计了一款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算。
3.1 总体方案设计
金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理特性与大多数气体放电灯基本无异。但对金卤灯而言，由于其灯管结构的特殊性，导致金卤灯在高频工作时更易发生声谐振，为避免声谐振现象的发生，本文选用低频方波驱动金卤灯的方式来抑制金卤灯的声谐振现象。
根据电子镇流器的基本要求，低频方波式电子镇流器主要应由包含以下几个部分：有源功率因数校正（PFC ）电路、低频方波逆变电路、点火电路等。图3.1 为低频方波式电子镇流器的结构框图。
图3.1 低频方波式电子镇流器的基本结构
3.2 功率因数校正电路的设计
3.2.1 功率因数校正原理简介：
功率因数校正（PFC ）电路的作用是使输入侧电流与电压趋于同相位，并校正输入电流波形使其呈现正弦波波形，从而提高输入侧功率因数，减小对电网的污染。
有源功率因数校正电路一般都是一个双闭环控制系统，控制原理如图3.2 所示。输出电压与参考值比较后得到电压误差信号∆U ，电压误差信号∆U 与输入电压信号U in 通过乘法器相乘后得到电流参考信号I ref ，电流参考信号I ref 与输入电流I in 比较后得到开关管的控制信号。其中电压外环保证输出电压始终跟踪参考值，从而使输出侧保持为一恒定直流电压，电流内环的作用是使输入电流无
差地跟踪输入电压的波形，校正输入电流使其为与输入电压相差为0的正弦电流，以达到功率因数校正的目的。双闭环控制实现功率因数校正的同时为后级电路提供了一个稳定的直流电压，方便后级电路处理。
交流
输入
图3.2 功率因数校正控制原理框图
3.2.2 功率因数校正电路方案设计与参数计算
1. 校正方案设计
本文所设计的电子镇流器功率因数校正要求为： （1） 输出功率P o 为150W 。
（2） 输入电压有效值U ac 为110—220V （3） 输出端直流电压U o 为400V 。
综合考虑后，采用Boost 电路作为校正主电路拓扑，主电路拓扑如图 3.3所示。升压式（Boost ）校正拓扑电路是目前应用最为广泛的功率因数校正拓扑，具有校正后功率因数值高、效率高、THD 小等优点，适用于75～2 000W功率范围的应用场合。
图3.3 Boost型功率因数校正主电路拓扑结构
由于输出功率较小，电路控制方式采用电流临界（CRM ）模式。CRM 控制模式下电感电流波形如图3.4所示，电感电流在每个高频周期内为三角波，通过电流内环控制电感电流平均值为正弦型且与输入电压同相位，由此实现功率因数校正。在CRM 控制模式中，电感电流并不存在电流为零的死区，因此也称为电流临界断续模式。
t
图3.4 工作在CRM 模式下的电感电流波形
2. 电路参数计算
（1） 电感L 参数计算：
设输入电压为U m sin ωt ，考虑校正后输入电流与输入电压同相位，则输入电流可设为I m sin ωt 。其中U m 、I m 分别为输入电压、电流的峰值。 为方便计算，可考虑PFC 电路工作效率为100%，则输入电流峰值I m 为：
I m =2
P o
，其中P o 为输出功率。 U m
由于开关工作在高频状态，因此在一个高频开关周期内，可假设输入电压恒定不变。
U L =U m sin ωt ，a) 当开关管Q 1导通时，电感L 两端电压即为输入电压，即：
此时电感电流逐渐上升至峰值电感电流，由CRM 控制模式可知，峰值电
感电流应为输入电流的2倍，即有：
I Lpk =2I m sin ωt
开关管导通时，电感电流满足：
1
U L t on =I Lpk L
即
1
(U m sin ωt ) t on =2I m sin ωt L
由此可得，导通时间为：
t on =L
2I m 4P
=L o 2 U m U m
因此，在CRM 模式中，每个高频周期内开关管的导通时间是固定的，并不随工频输入电压的瞬时变化而变化。但考虑到输入电压可能在110V-220V 内变动，当输入电压幅值最小时，开通时间存在最大值，此时：
t on (min)=L
4P o U m (min)2
其中U m (min)为输入电压为110V 时的峰值电压。
即U m (min)=110V
b) 当开关管Q 1关断时，电感电流逐渐下降至零，此时电感两端电压U L 为：
U L =U o -U m sin ωt
开关管关断时，电感电流下降至零，满足：
1
U L t off =I Lpk L 即
1
(U o -U m sin ωt ) t off =2I m sin ωt L
2I m sin ωt
U o -U m sin ωt
故t off =L
因此，在CRM 模式中，每个高频周期内开关管的关断时间是随着工频输入电压的瞬时变化而不断变化的，其中在输入电压峰值处，关断时间越长，最长关断时间为 ：
t off (max)=L
2I m 4P o
=L
U o -U m (U o -U m ) U m
如果考虑输入电压在110V-220V 内变动，此时关断时间最大值应在
U m =
U o
处取得。 2
此时最长关断时间为：
t off (max)=L
16P o
。 U o 2
综上所述，采用CRM 模式控制时，当输入电压变化时，开关的开关频率是不断变化的，最低开关频率f s (min)为：
f s (min)=
1t s (max)
=
1
=
t on (max)+t off (max)4LP (
o
11U m (min)2
+
4 ) 2U o
设计时取最小开关频率为30kHz ，则：
f s(min)=
4LP o (
11U m (min)
2
4+2) U o
≥30kHz
由此可得电感L ≤717uH （2） 输入电容的设计
输入电容C1用于滤除CRM 模式中电感电流的高频分量，计算输入电容C 1的容量，需计算变换器等效输入电阻R eff :
R eff =
ηU m
2P o
式中 η——变换器效率，此处可取η=100%。 U m ——输入电压的峰值
C 1可利用下式计算
C 1≥
1
2πφR eff f s
式中 φ——允许输入电流纹波百分比，取φ=3% f s ——开关频率，取最小开关频率30kHz 。
考虑当输入电压最大为220V
时，即U m =时，此时等效输入电阻R eff
最大，即：
R eff (max)=
ηU m
2P o
=
=93.3Ω
此时可得电容C 1的最小值：
C 1≥1.69uF
（3） 输出电容C 参数计算
分析可知，输出电容的电压纹波主要是由于输入电流的脉动所引起的，由高频电感电流所产生的纹波电压很小，可忽略不计。由于整流侧输入电流的脉动频率为工频的两倍（100Hz ），因此电容纹波电压脉动频率也为100Hz 。 输出滤波电容C 可由下式计算
C ≥
I o
2πf ac ∆U pp
式中 I o ——输出电流，I o =
P o (max)U o
=
150W
=0.375A 400V
∆U pp ——输出电压纹波峰峰值，按U o 的5%计算 即∆U pp =400⨯5%=20V 由此可得输出电容C 满足：
C 1≥=59.6uF
3.3 低频方波逆变电路设计
考虑到全桥式低频方波逆变电路需要四个开关管，这极大的增加了电路成本。本文采用半桥逆变电路作为逆变电路的主电路，将开关管数量减少一半，并且半桥逆变电路的输入电容可与PFC 输出级电容整合，极大地降低了电路成本。
简化后的电路拓扑如图3.5所示，开关管S1，S2构成DC-AC 变换器，C1、C2为大容量电容，其两端电压近似恒定（为PFC 输出电压的一半）。
PFC 级 半桥逆变级
图3.5 简化后的半桥低频方波式电子镇流器
S1、S2的门极信号如图3.6 所示。S1和S2交替切换导通，切换频率为400Hz ，这样负载端会工作在低频方波状态。当S1工作于高频状态时，S2被断开。此时，电路等效为一个Buck 降压电路，S1相当于Buck 电路主功率开关，而MOSFET S2的体二极管等效于Buck 电路的续流二极管，此时控制S1的导通占空比可控制Buck 电路输出电压，继而控制负载电流恒定。
t
I 图3.6 半桥逆变电路开关管的驱动波形及灯电流波形
二极管在关断时，存在着反向恢复问题，产生开关损耗，如果电感电流连续，二极管关断时电流不为零，此时关断损耗会大大增加。为了避免这种情况的发生，保证电感电流断续可有效降低二极管关断损耗。图3.7是逆变级Buck 电感电流断续时的工作状态示意图。
图3.7 电感电流断续时的波形
当S1工作在高频状态，S2关断时，电感电流断续，电路存在3种工作模式。 （1） 阶段1
阶段1对应图3.12 中DT 段，此时S1 开通，电流流过C1、S1 、灯、点火电感和电感L 。其中点火电感的电感量远远小于电感L 的电感量，可忽略不计。假设灯并联电容C 上的电压在每个开关周期中保持不变，且考虑输入电容C1和C2足够大，在低频方波每个周期电压维持不变，恒为
V in /2，此时电感L 上的电压在阶段1所承受电压为：
V L =V in /2-V Lamp
（2） 阶段2
阶段2对应图3.12中mT 段，此时S1断开，电感电流通过S2并联二极管续流，电流流过见灯、点火电感、L 、C2和D2。此时电感L 上所承受电压为：
V L =V in /2+V Lamp
（3） 阶段3
阶段3对应图3.12中nT 段，此时S1、S2均关断，电感电流下降为0，并联电容C 给灯提供能量。假设电容C 足够大，则灯电压维持恒定。 整个高频周期内，电感电流伏秒平衡，则有：
(V in /2-V Lamp ) DT -(V in /2+V Lamp ) mT =0
式中：DT 为开通时间，T 为开关周期，mT 为二极管续流时间 由此可得灯电压为：
V Lamp =
D -m V in
D +m 2
当S1断开，S2工作于高频开关状态时，电路的工作过程和上面的分析基本一致，此处不作分析。
3.3.1 低频方波电路参数设计
主电路拓扑结构如图3.8所示。
图3.8 半桥逆变式低频方波电路拓扑结构
1. 逆变电路电感L 参数设计
二极管反向恢复时存在关断损耗，为减小二极管损耗，应使电感电流工作在断续状态，如图3.11所示，为便于分析，考虑电感电流工作在临界断续状态，则此时电感电流峰值应为灯电流的2倍，即I Lpk =2I Lamp 。
当电感工作于阶段1时，电感电流上升。电感承受电压为：
V L =V in /2-V Lamp
此时电感电流满足：
I Lpk =
P 1V in 1
(-V Lamp ) D =2o （a ） L 2f s V Lamp
式中 V in ——输入直流电压，400V
D ——开关导通占空比 P o ——输出功率，取150W
f s ——高频开关频率，取100kHz 电流临界断续时，此时m =1-D ，则灯电压：
V Lamp =
D -m V in D -(1-D ) V in 2D -1
==V in （b ）
D +m 2D +1-D 22
考虑到金卤灯在稳态工作时，其灯电压一般为90—110V ，因此占空比取值范
围为：0.725≤D ≤0.775 将（b ）式带入（a ）得：
L =
D (1-D )(2D -1) 2
V in
4P o f s
故电流断续下的电感值取值为：
L ≤
D (1-D )(2D -1) 2
V in
4P o f s
考虑占空比的范围，即得电感满足： L ≤250uH
2. 输入电容C 1、C 2参数设计
为保证低频方波电压幅值恒定，输入电容应选取得足够大。具体分析计算如下：
在阶段1时，S 1导通，S 2关断，电容C1通过电感L 、灯Lamp 放电，此时C 1电
S 1、S 2均关断，容电压下降。在阶段2状态时，此时电感电流通过二极管D 2、电容C 2续流，故电容C 2在此阶段电压上升。因此，在S2关断的每半个低频周期内，电容C 1电压一直下降，电容C 2电压一直上升。
S 2关断的半个低频周期内，C 1电容电压下降大小为： ∆U (1)=
T s P o 1T s P o 1
D =D C 12V Lamp C 1(2D -1) V in
1s 400
式中 T s ——低频方波的周期，即T s =
同时应考虑在整个过程中，输入电源一直对电容C 1、C 2充电，考虑C 1、C 2的充电电流恒定为P o /V in ，则半个低频周期内，C 1电容电压上升大小为：
∆U (2)=
1T s P o
C 12V in
故在半个周期内电容C 1电压实际下降为：
∆U =∆U (1)-∆U (2)=
1T s P o 1
C 12V in 2D -1
考虑电容C 1电压纹波小于5%，即∆U ≤5%V in /2 由此可得：C 1≥
T s P o 1
5%V in 22D -1
代入相关参数可得: C 1≥43uF
因为电容C 2在结构上与电容C 1对称，因此电容C 2=C 1≥43uF 。 3. 灯并联电容C 的参数设计
仍然考虑电感电流工作在临界断续模式，则此时电容C 的纹波电压易于计算得到：
∆U C =
I o P o P o
== 4f s C 4f s CV Lamp 2f s C (2D -1) V in
式中 f s ——高频开关频率，取100kHz 考虑电容电压纹波应小于5%，即∆U C ≤5%V Lamp 则电容C ≥
P o 1
5%f s V in 2(2D -1) 2
代入参数得：C ≥0.75uF
3.4 点火电路设计
由论文第一章关于气体放电灯发光原理的介绍可知，在气体放电灯正常发光前，必须给灯提供一个高压脉冲使之击穿，通常称利用高压脉冲击穿气体为气体放电灯的点火。目前常用的点火方式有附加电路点火和谐振点火这两种方式。附加电路点火一般使用一个变压器将原边400V 左右的电压通过变压器升压后从而达到击穿气体的目的。谐振点火通常是在启动时让电路工作在谐振频率附近，从而在使灯两端产生一个谐振高电压，继而使灯击穿。
综合考虑后，本文采用附加电路点火的方式，其电路拓扑如图3.9
所示。
图3.9 单极电压递增型电路点火电路
图中DB 为可控晶闸管，当DB 关断时，PFC 直流输出电压对经过RC 回路对电容C 充电，当DB 开通时, 电容C 上的电压将通过变压器原边迅速放电, 此时变压器副边会产生一个N 倍的电压脉冲加在气体放电灯上, 使灯内气体
击穿，从而实现气体放电灯点火。
4 电路仿真验证
为验证电路设计及控制方法的可行性，通过MATLAB/Simulink对第三章所设计的镇流器电路仿真。各部分仿真结果如下：
4.1 功率因数校正电路仿真
4.1.1 功率因数校正电路控制原理
功率因数校正主电路拓扑及控制原理如图4.1所示，采用Boost 升压电路作为校正主电路拓扑，控制模式采用电流临界CRM 模式。
电路控制原理为：电压外环所得到的电压误差信号与输入电压采集信号u in 相乘作为电流参考信号I ref 。在每个高频周期内，在电感电流降为零后，开关管开通，电流上升，当电流i L 达到电流参考值时，开关管关断，电流开始下降，如此重复。由此实现输出电压恒定，且输入电流始终跟踪输入电压，实现功率因数校正。
图4.1 功率因数校正主电路拓扑及控制原理
4.1.2 功率因数校正电路仿真结果
通过MATLAB/simlink搭建了功率因数校正仿真电路，仿真时电路参数设置如下：输入滤波电容C1=2uF,输出电容C=100uF,电感L=700uH。
仿真结果如下：
1. 输出电压波形：
图4.2 输出直流电压波形
由仿真波形可以看出，输出电压在0.06s 后稳定在400V 左右，输出电压无静差，动态过程中输出电压无超调，证明了PI 调节的有效性。稳定后输出电压的纹波电压为4%。
2. 输入电流与电感电流波形
图4.3 输入电流和电感电流波形
测量输入电流和电感电流结果如图 所示，由波形可以看出，通过输入电容滤除电感电流的高频分量后，输入电流中高频谐波分量明显减少。测量输入电流的总谐波失真量THD ，结果为0.0004左右，证明电流谐波量较少。
3. 输入端电压电流波形：
图4.4 输入电压电流波形
由输入端输入电压及输入电流波形可以看出，输入电压与输入电流
基本无相差，且输入电流为正弦波形，验证了功率因数校正电路的可行性。
4. 输入侧功率因数测量
为进一步验证电路是否满足功率因数大于0.9的要求，本文测量了输
入侧的功率因数。
测量框图如图4.5 所示：
图4.5功率因数测量模块示意图
功率因数测量结果：
图4.6 输入侧功率因数波形测量波形
由功率因数测量结果可以看出，输入侧在电路稳定后的功率因数为0.97。
4.1.3 仿真结论：
仿真结果显示，输出电压为400V ，纹波电压为4%，输入侧功率因
数为0.97，各项指标均满足设计要求，验证了电路设计的有效性。
4.2 低频方波电路仿真
4.2.1 低频方波电路控制原理
低频方波电路的主要功能是实现灯电压的低频方波逆变和灯电流的恒流控制。其主电路拓扑结构和控制原理如图4.7所示。采集灯电流信号i Lamp 后，与电流参考信号比较得到电流误差信号，电流误差信号经PI 调节后与高频锯齿波(100kHz)比较从而得到开关管的PWM 信号，其中开关管S1和S2需低频切换导通，其导通切换频率为400Hz 。由此实现灯电压的低频方波逆变，且灯电流保持恒定。
图4.7低频方波逆变电路恒流控制原理图
4.2.2 低频方波逆变电路仿真结果
利用MATLAB/simulink搭建了仿真电路，仿真目标为控制灯电流与电压均为频率为400Hz 的低频方波，且灯电流恒定为1A.
仿真电路参数如下：电容C 1=C 2=47uF ，电感L=200uH，电容C=0.66uF。仿真结果如下：
图4.8 低频方波电路灯电压及灯电流仿真波形
图4.8为电路仿真结果，由波形可知，灯电压及灯电流均为低频方波，其频率为400Hz, 且灯电流在每个低频周期内均为1A ，与设计一致，验证了恒流控制的有效性。
但由仿真波形可以看出，在每次灯电流换向时，均存在电流过冲，电
流换向时的电流波形如图4.9所示。究其原因，是在电流换向时，开关管的占空比太大，导致电流换向速度过快，从而产生了电流过冲。一种减小电流过冲的简单且有效地方法是在电流换向时减小开关管的占空比，从而实现电流平稳过渡。
图4.9 电流换向时的电流过冲波形
图4.10是在换向时减小占空比所得到的电流换向波形，与图4.9比
较可以看出，通过在换向时减小占空比能有效降低电流过冲，实现电流换向时的平滑过渡。
图4.10 减小占空比后的电流换向波形
4.3 点火电路仿真结果
未验证点火电路的设计合理性，通过MATLAB/Simulink搭建了仿真电路。由于灯在未启动前，其阻抗可看作无穷大，因此在验证点火电路的可行性时，将灯回路用一个大电阻代替，其中仿真时变压器匝数比设置为1:100,输入DC 电压为400V ，仿真结果如下：
图4.11 点火电路所产生的点火脉冲波形
图4.11是点火电路所产生点火脉冲的电压波形，由仿真结果可以看出，点火电压在40000伏左右，满足金卤灯启动电压要求，验证了电路设计的合理性。
本章针对第三章所设计的电子镇流器搭建了仿真电路。仿真结果显示： 功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，输出电压为400V ，满足设计要求。
低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。对于逆变时灯电流在换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。
③通过点火电路能产生一个40000伏的脉冲电压，符合金卤灯的启动要求。
5 实物电路设计及实验结果
为进一步验证电路设计的可行性，本文设计了实际电路并对电路在不同工作条件下的性能作了测量。
5.1 功率因数校正电路的实物设计
5.1.1 电路总体方案设计
功率因数校正要求：
输入电压110~220V；
输入频率50/60Hz；
输出功率150W ；
输电电压400V ；
功率因数>0.9;
根据设计要求，功率因数校正（PFC ）主电路拓扑结构采用常用的Boost 升压电路，由于功率等级较小（150W ），控制模式采用临界传导（CRM ）模式，控制芯片采用ST 公司L6562芯片。
图5.1 为L6562芯片内部原理图，其中MULT 为乘法器输入脚，通过将输入电压采样作为MULT 的输入，它与输出电压误差信号的乘积作为电流信号的参考信号，从而实现电感电流能始终跟踪电压，实现功率因数校正。图中ZCD 脚为零电流检测引脚，采用CRM 工作模式时，电感电流降为零后需开通开关管，电路在ZCD 检测到零电流信号后便开通开关管。CS 引脚为电感电流采样引脚，通过CS 脚采样电感电流信号并与电感电流参考信号比较，从而控制MOSFET 的开断，实现功率因数校正。
图5.1 L6562芯片原理图
5.1.2 电路主要元件参数计算
图5.2 采用L6561芯片的PFC 典型电路
L6562芯片与L6561芯片类似，均为ST 公司功率因数校正芯片，图4.2为采用L6561芯片的PFC 典型电路结构，本文仍采用该电路作主电路结构，具体参数计算如下：
1. 升压电感器T 设计
第二章中功率因数校正电路设计所设计的电感参数L 为：L 取700uH 。 实际电路中需计算电感磁心、电感匝数等相关参数，计算过程如下：
电感电流峰值：I Lpk (max)=4P ==3.857A 电感器中能量储存由下式决定
W L =0.5LI 2
Lpk (max)=0.5*700*3.8572=5.2mJ
磁心尺寸通常利用面积乘积计算。面积乘积定义如下：
A p =A e A w
式中 A p ——面积乘积，cm 4
A e ——磁心有效面积，cm 2
A w ——线圈骨架绕组面积，可视为磁心窗口面积，cm 2
在CRM 工作的PFC 变换器，电感器A p 可利用下面经验公式计算
A p =[LI 2
Lpk (max)⨯104
294B max ]1.31=2.114(cm 4)
式中B max 为最大磁通密度，取B max =0.2T。
升压电感器匝数N P 由下式确定
N P =LI Lpk (max)⨯104
A e B max
线圈匝数与磁心有效面积乘积N P A e 为：
N P A e =LI Lpk (max)⨯104
B max =134(匝∙cm 2)
根据常用磁心和导线线径等相关参数，选取EC41磁心和20AWG 导线，其N ⋅A e 为145匝∙cm 2，与计算值接近，EC41的磁心A e =1.2cm 2，由此可得绕组匝数N P 为：
700⨯10-6⨯3.857⨯104
N P =≈111匝 0.2⨯1.21
L6562的芯片启动电压为11-13V ，启动后工作电压为：10-22V ，可以选择电感器辅助绕组上的电压U S 为20V ，于是二次侧绕组N S 为：
N S =N P U S /U O =111⨯20/400≈5匝
2. 电流感测R 6电阻的选取。
根据L6562芯片所给出的乘法器特性曲线（详见L6562 datasheet ），如图4.3所示，电流感测产生电压应在线性范围内，取感测电压V cs =I Lpk ⋅R 6≤1V 。 1=0.2584Ω
即R 6≤3.87
图5.3 L6562乘法器特性曲线图
3. 误差放大器相关器件（R 7、R 8）选取。
R 7与R 8构成分压网络，L6562误差放大器参考电压2.5V ，直流输出电压400V ，R 82.5=满足：。 R 8+R 7400
除此之外，L6562自带过压保护环节（详见L6562 datasheet Overvoltage protection ），输出过电压保护值∆V o 设置为30V ，则：∆V o =40uA ⋅R 7
则：R 7=30V =750k Ω，由此可得R 8=4.72k Ω。 40uA
4. 乘法器输入MULT 相关参数(R 1、R 2) 设计
根据L6562芯片厂家所给出的乘法器特性曲线图，为满足乘法器工作在线性状态，输入MULT 感测电压V MULT ≤3V ，考虑在最大输入电压下，乘法器感测电压V MULT 最大，则：
V MULT =R 2V ac (max)≤3V R 1+R 2
由此可设计R 1、R 2的阻值。
5. MOSFET 开关管RCD 缓冲电路设计
MOSFET 关断时，为了防止瞬时过电压击穿MOSFET ，可在MOSFET 两端并联一个RCD 网络，构成关断缓冲电路。
图4.4给出了关断缓冲电路的典型拓扑结构，图4.5是添加RCD 缓冲电路后MOSFET 关断时的电压电流波形。从关断电压电流波形可以看出，添加缓冲电路后，关断时MOSFET 电压电流的重叠面积减小，因此MOSFET 关断损耗也相应减小了。
图5.4 RCD关断缓冲电路拓扑结构 图5.5 MOSFET关断时的电压电流波形
RCD 网络电路参数设计：
（a ）. MOSFET 关断后，缓冲电路电容C 的电压逐渐上升至电源电压U cc ，故
12电容C 上所存储的电能为CU cc 。当MOSFET 再次开通时，这部分能量主要2
以热的形式消耗在电阻R 上。假设MOSFET 最高开断频率为f m ，则电阻R 上消耗的最大功率为：
1P R =CU 2
cc f m （a ） 2
通常考虑电阻上消耗功率不超过1/4W,即P R ≤1/4W 。
（b ）. 同时应考虑电容的放电常数，由于电容电压不能突变，MOSFET 的开断速度会降低，为保证MOSFET 能尽快导通和关断，应限制电容的充放电时间，通常使开断时间t s 不超过开关周期的1/10，即t s =RC ≤
由（a ）、（b ）两个因素即可确定RCD 网络的参数。
根据所设计的电路参数，搭建了实际电路，实际电路原理图如图5.6所示，其中电路控制芯片采用ST 公司L6562芯片。
1。（b ） 10f
电子镇流器常见拓扑结构及工作原
理
复旦大学 王凯
版权保护 抄袭必纠
摘 要
金属卤化物灯（简称金卤灯）作为高强度气体放电灯的重要灯种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在城市道路、商业广场、超市、摄影和工矿照明中大量使用，有着非常大的市场发展空间，随着金卤灯的广泛应用，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。
金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理和电特性与大多数高强度气体放电灯类似，论文第一章首先对高强度气体放电灯的发光原理和电子镇流器工作原理作了简单介绍。论文第二章对常见类型的电子镇流器的结构及工作原理作了介绍。
论文第三章针对150W 金卤灯的物理特性和电特性设计了一款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算。
论文第四章通过MATLAB/simulink仿真了功率因数校正电路和低频方波逆变电路，仿真结果验证了电路的设计合理性，其中功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，满足设计要求；低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。论文同时对逆变电路在电流换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。 论文第五章根据电子镇流器设计方案搭建了实际电路，实验结果验证了设计方案的有效性。其中功率因数校正电路在不同输入电压下均能实现功率因数校正，校正后输入侧功率因数在 左右。低频方波逆变电路在开环状态下能实现灯电压的低频方波逆变，输出灯电压与理论设计吻合。由于时间限制，对灯电流的恒流闭环控制功能并没有实现。
关键词：金卤灯，电子镇流器，功率因数校正，低频方波逆变
1 绪论
金卤灯是高强度气体放电灯的一种，本章首先介绍了气体放电灯的发光原理，然后对电子镇流器的镇流原理作了分析。最后对气体放电灯所存在的声谐振现象作了介绍。
1.1 气体放电灯的基本特性
在通常情况下，气体是良好的绝缘介质，其电路阻抗可视为无穷大。但是在光辐射、强电场、离子轰击和高温加热等条件下，气体可能会被击穿，发生电离并产生可自由移动的带电粒子，此时气体由绝缘体转变为导体，这种现象称为气体放电。气体被击穿后，带电粒子不断地从电场中获得能量，并通过与其他粒子相互碰撞的形式将能量传递给其它粒子。这些得到能量的粒子可能会被激发，发生能级跃迁，但跃迁后的激发态粒子并不稳定，会自发返回基态，跃迁回基态的粒子会产生电磁辐射、释放光子，这即是气体放电灯的发光原理。
图1.1为气体在一定条件下放电的伏安特性曲线，各段的物理特性如下所示：
图1.1 气体放电的伏安特性
OA 段：由场致电离所产生的少量的带电粒子在电场作用下向阳极运动，从而产生电流，随着电场强度逐渐增加，单位时间内到达阳极的带电粒子数增多，电流增大。
AB 段：随着电场强度进一步增强，由场致电离产生的带电粒子在电场加速下能全部到达阳极，单位时间内到达阳极的带电粒子不在增加，电流饱和。
BD 段：当电极间电压继续增大，通过电场加速后的带电粒子速度达到很大，它们与气体中的原子发生碰撞并使之电离，原子电离后所产生的电子又被电场加速，并再与其他原子碰撞，如此循环，导致电离产生的电子数目呈雪崩式增加，对应灯电流快速上升，这个放电过程也称为雪崩放电。
DE 段：经过雪崩放电后，气体放电灯管内气体阻抗迅速降低，管压降随即迅速下降，同时灯管中会产生可见的辉光。D 点一般称为气体放电着火点，D 点电压也称为着火电压。
EF 段：由图可知，在这一段内灯电流增加，但管压降基本保持不变，这段称为正常辉光放电阶段。灯电流增加而管压降保持不变是因为阴极只有部分面积用于发射电子，其发射面积正比于灯电流，因此灯电流的增加只增加了阴极发射面积，但并不影响其管压降。
FG 段：到达F 点后，整个阴极面积都用于电子发射。此时如果继续增大电流，同样的管压降所产生的阴极电子并不能满足电流增加，因此管压降必须上升，迸入异常辉光放电阶段。
GH 段：继续增大电流，阴极温度逐渐上升，当阴极温度上升到能产生显著的热电子发射时，此时不再需要阴极位降来提供电子发射，阴极位降开始减小，管压降开始大幅下降，稳定后，放电管内产生强烈的弧光，这一阶段称为弧光放电阶段。气体放电灯稳定工作时即工作在弧光放电区。
1.2 气体放电灯镇流器的工作原理
金卤灯是高强度气体放电灯中的一种，其负载特性和电特性与气体放电灯基本无差别。当气体放电灯正常工作时，其灯管处于弧光放电段，即图1.1中GH 段，由图可知，气体放电灯负载特性为负的伏安特性。
分析可知，将具有负伏安特性的负载单独接到电网中去时，气体放电灯是不能稳定工作的。电网电压的扰动将导致灯电流无限止增加或者灯电弧很快熄灭。如图1.2所示，通过给灯串联一个电阻或电感等阻抗性元件，就可以克服灯的负阻特性，从而改善弧光放电时电弧的不稳定性。在交流情况下，能够改善灯负载特性的器件有电感、电阻、电容等，这些通称为限流器或镇流器。
图1.2 利用电阻或电感元件改善后的气体放电灯伏安特性曲线
1.3 高强度气体放电灯的声谐振现象
实验发现，当高强度气体放电灯工作在10kHz 到几百kHz 频率范围内时，灯电弧很不稳定，气体灯光输出不稳定、滚动、闪烁，照明效果严重下降，究其原因，是气体放电灯在高频工作时，灯管内气体发生声谐振，影响了电弧的稳定性。
声谐振发生时通常伴随着灯电压电流的变化，甚至可能会熄灭电弧乃至于损坏电子镇流器。除此之外，发生声谐振时灯电弧会扭曲，在靠近灯管管壁的地方可能因为局部过热而使灯管炸裂。
声谐振现象是高强度气体放电灯在高频工作时所固有的现象，因此对于电子镇流器设计者而言，必须在设计时考虑如何有效防止声谐振现象的发生。目前对于声谐振现象的消除[7]主要有以下几种方法： 选频运行； 频率调制；③超高频点灯；④低频方波点灯。大量的研究表明[2、7]，低频方波点灯能有效消除气体放电灯声谐振现象。
1.4 本课题的研究意义及研究现状
1.4.1 本课题研究意义
随着各种节能灯在照明领域的广泛应用，对镇流器的需求量也不断增大。目前市场上应用广泛的老式工频电感镇流器，存在着效率低、耗能高、体积大等缺点。使用电子镇流技术能有效减小镇流器体积、提高输入侧功率因数和镇流器效率，同时还能改善普通电感式镇流器存在的发光频闪问题，提高灯光效。目前，电子式镇流器因其优越的性能正不断被市场接受，市场份额
不断扩大。
金属卤化物灯（金卤灯）作为节能灯的一种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在商业广场、城市道路、摄影、超市和工矿照明中大量使用，同时, 由于其显色性能良好，目前金卤灯在液晶背景光源和汽车头灯等领域的应用也越来越广泛。随着金卤灯在照明市场应用逐渐增加，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。
1.4.2 本课题研究现状
目前金卤灯的研究方向主要集中在金卤灯声谐振现象的消除和金卤灯调光这两个方面：
一、金卤灯由于其灯管结构的特殊性，其声谐振现象非常严重，对于金
卤灯声谐振现象的消除目前主要采用低频方波点灯这种方式来避免
声谐振，如何简化低频方波电路的电路结构并提高其稳定性是目前
的研究热点方向，目前很多新型两级式低频方波电路已经提出[11][12]，
目前也有单级式电子镇流器结构被提出，但其电路可靠性并不高。
二、目前对于金卤灯调光控制主要集中在调频和调整导通占空比这两个
方向。对于模拟控制而言，要实现调频非常困难，而通过数字芯片
很容易实现，但数字芯片的使用会导致电路成本升高，不利于电子
镇流器的市场推广。如何在电路成本控制下实现金卤灯的有效调光
也是目前的研究重点。
2 电子镇流器常见拓扑结构及工作原理
本章对目前常见类型的气体放电灯镇流器拓扑结构及其工作原理作了简单介绍。
2.1 普通工频电感式镇流器
目前市场上工频电感式镇流器仍应用广泛，工频电感式镇流器的典型拓扑结构如图2.1所示
图2.1工频电感式镇流器的拓扑结构
其中电感L 用作改善灯的负阻特性。因为电感L 会产生无功电流，并联电容C 用作无功补偿，能提高输入端的功率因数。
工频电感式镇流器的主要缺点有:
1. 由于加入了电感电容等阻抗元件，灯输入端的功率因数很低，功率因数在0.4左右。
2. 电感式镇流器工作在工频50Hz ，因此镇流电感体积很大，不利于灯的小型化和集成化。
3. 在每个工频周期内，由于电感的存在，灯电流过零时电感会产生一个个电压尖峰，即所谓的再点火现象，这极大地降低了灯的寿命。
2.2 高频谐振式电子镇流器
高频谐振式电子镇流器常见结构为两级式：PFC 级+高频逆变级，电路拓扑如图2.2所示。高频逆变级给灯提供高频驱动电流（通常为几kHz 到几百kHz ），由于工作在高频状态，电感体积极大地减小，有利于镇流器的小型化。
高频逆变级 PFC 级
图2.2 高频谐振式电子镇流器
但高频谐振式电子镇流器存在一个缺陷是，其工作频率与气体放电灯声谐振频率范围重叠，这极大的影响了高频谐振式电子镇流器的性能。
2.3 低频方波式电子镇流器
低频方波式电子镇流器控制气体放电灯工作在低频方波状态，其工作频率一般为100-500Hz ，由于可以彻底消除声谐振现象，目前这类电子镇流器已被广泛应用到金卤灯电子镇流器中。低频方波式电子镇流器通过控制技术来改善灯的负阻特性，通过控制灯电流恒定可以不通过与灯串联阻抗元件便能使灯稳定工作，从而减小了镇流器体积。从电路拓扑结构来看，低频方波式电子镇流器的常见结构有：典型的三级式低频方波电子镇流器、两级式低频方波电子镇流器、和单极式低频方波镇流器。目前，从成本和可靠性来看，两级式低频方波镇流器最有发展前景。
2.3.1 三级式低频方波镇流器
传统的低频方波电子镇流器包括三级结构：功率因数校正（PFC ）电路、DC —DC 降压电路和全桥逆变电路，拓扑结构如图2.3所示。其中第一级（PFC 级）用于功率因数校正，提高电网侧输入功率因数；第二级为DC —DC 级，通常为Buck 降压电路，电路工作在高频状态，可实现输出端的恒压限流、恒流或恒功率输出，从而改善金卤灯的负阻特性，实现灯的稳定驱动；第三级为DC-AC 逆变级，使灯工作在低频方波状态。
PFC 级 DC —DC 级 DC —AC 逆变级
图2.3 低频方波式电子镇流器的典型三级结构
典型三级式电路原理简单，但结构比较复杂，对控制电路要求较高，而且镇流器所用器件较多，成本昂贵。如何简化电路结构，控制电路成本已成为目前的研究热点。 2.3.2
低频方波式电子镇流器的结构简化
针对三级式电子镇流器结构复杂，成本较高等缺点，目前陆续提出了多种简化镇流器结构的方案，简化方向主要有两类：
（1） 将PFC 级与DC-DC 级整合
这种方法可以有效减小镇流器的结构复杂度，但简化后的电路功率因数校正效率较低且开关器件的应力较大。目前这种方案主要应用
于小功率场合。
（2） 将DC-DC 级与DC —AC 逆变级整合
简化后的电路拓扑如图2.4所示，全桥逆变电路含有四个开关管，
工作时它可以看成是两个Buck 电路的组合，因此理论上能将全桥电
路与DC —DC 级整合。这种两级式电路把Buck 变换器的开关和全桥逆
变器的开关相结合，同时保证灯工作在低频方波状态，并且维持灯电
流恒定。
PFC 级 DC —AC 全桥
逆变级
图 2.4 两级式低频方波电路结构示意图
其中逆变级4个开关管的驱动波形及灯电流波形如图2.5所示， S1、
S2工作在低频状态以实现灯电压为一个低频方波，S3和s4工作在高频开关状态，作为Buck 开关控制灯电流恒定。通过有序控制开关管S1、S2、S3、S4的导通和关断，能实现灯电流的低频方波驱动，同时实现灯电流的恒流控制，保证金卤灯能稳定工作。
t
I 图2.5 全桥逆变电路开关管的驱动波形以及灯电流波形
3 150W金卤灯电子镇流器的设计
本章针对150W 金卤灯的物理特性和电特性设计了一款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算。
3.1 总体方案设计
金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理特性与大多数气体放电灯基本无异。但对金卤灯而言，由于其灯管结构的特殊性，导致金卤灯在高频工作时更易发生声谐振，为避免声谐振现象的发生，本文选用低频方波驱动金卤灯的方式来抑制金卤灯的声谐振现象。
根据电子镇流器的基本要求，低频方波式电子镇流器主要应由包含以下几个部分：有源功率因数校正（PFC ）电路、低频方波逆变电路、点火电路等。图3.1 为低频方波式电子镇流器的结构框图。
图3.1 低频方波式电子镇流器的基本结构
3.2 功率因数校正电路的设计
3.2.1 功率因数校正原理简介：
功率因数校正（PFC ）电路的作用是使输入侧电流与电压趋于同相位，并校正输入电流波形使其呈现正弦波波形，从而提高输入侧功率因数，减小对电网的污染。
有源功率因数校正电路一般都是一个双闭环控制系统，控制原理如图3.2 所示。输出电压与参考值比较后得到电压误差信号∆U ，电压误差信号∆U 与输入电压信号U in 通过乘法器相乘后得到电流参考信号I ref ，电流参考信号I ref 与输入电流I in 比较后得到开关管的控制信号。其中电压外环保证输出电压始终跟踪参考值，从而使输出侧保持为一恒定直流电压，电流内环的作用是使输入电流无
差地跟踪输入电压的波形，校正输入电流使其为与输入电压相差为0的正弦电流，以达到功率因数校正的目的。双闭环控制实现功率因数校正的同时为后级电路提供了一个稳定的直流电压，方便后级电路处理。
交流
输入
图3.2 功率因数校正控制原理框图
3.2.2 功率因数校正电路方案设计与参数计算
1. 校正方案设计
本文所设计的电子镇流器功率因数校正要求为： （1） 输出功率P o 为150W 。
（2） 输入电压有效值U ac 为110—220V （3） 输出端直流电压U o 为400V 。
综合考虑后，采用Boost 电路作为校正主电路拓扑，主电路拓扑如图 3.3所示。升压式（Boost ）校正拓扑电路是目前应用最为广泛的功率因数校正拓扑，具有校正后功率因数值高、效率高、THD 小等优点，适用于75～2 000W功率范围的应用场合。
图3.3 Boost型功率因数校正主电路拓扑结构
由于输出功率较小，电路控制方式采用电流临界（CRM ）模式。CRM 控制模式下电感电流波形如图3.4所示，电感电流在每个高频周期内为三角波，通过电流内环控制电感电流平均值为正弦型且与输入电压同相位，由此实现功率因数校正。在CRM 控制模式中，电感电流并不存在电流为零的死区，因此也称为电流临界断续模式。
t
图3.4 工作在CRM 模式下的电感电流波形
2. 电路参数计算
（1） 电感L 参数计算：
设输入电压为U m sin ωt ，考虑校正后输入电流与输入电压同相位，则输入电流可设为I m sin ωt 。其中U m 、I m 分别为输入电压、电流的峰值。 为方便计算，可考虑PFC 电路工作效率为100%，则输入电流峰值I m 为：
I m =2
P o
，其中P o 为输出功率。 U m
由于开关工作在高频状态，因此在一个高频开关周期内，可假设输入电压恒定不变。
U L =U m sin ωt ，a) 当开关管Q 1导通时，电感L 两端电压即为输入电压，即：
此时电感电流逐渐上升至峰值电感电流，由CRM 控制模式可知，峰值电
感电流应为输入电流的2倍，即有：
I Lpk =2I m sin ωt
开关管导通时，电感电流满足：
1
U L t on =I Lpk L
即
1
(U m sin ωt ) t on =2I m sin ωt L
由此可得，导通时间为：
t on =L
2I m 4P
=L o 2 U m U m
因此，在CRM 模式中，每个高频周期内开关管的导通时间是固定的，并不随工频输入电压的瞬时变化而变化。但考虑到输入电压可能在110V-220V 内变动，当输入电压幅值最小时，开通时间存在最大值，此时：
t on (min)=L
4P o U m (min)2
其中U m (min)为输入电压为110V 时的峰值电压。
即U m (min)=110V
b) 当开关管Q 1关断时，电感电流逐渐下降至零，此时电感两端电压U L 为：
U L =U o -U m sin ωt
开关管关断时，电感电流下降至零，满足：
1
U L t off =I Lpk L 即
1
(U o -U m sin ωt ) t off =2I m sin ωt L
2I m sin ωt
U o -U m sin ωt
故t off =L
因此，在CRM 模式中，每个高频周期内开关管的关断时间是随着工频输入电压的瞬时变化而不断变化的，其中在输入电压峰值处，关断时间越长，最长关断时间为 ：
t off (max)=L
2I m 4P o
=L
U o -U m (U o -U m ) U m
如果考虑输入电压在110V-220V 内变动，此时关断时间最大值应在
U m =
U o
处取得。 2
此时最长关断时间为：
t off (max)=L
16P o
。 U o 2
综上所述，采用CRM 模式控制时，当输入电压变化时，开关的开关频率是不断变化的，最低开关频率f s (min)为：
f s (min)=
1t s (max)
=
1
=
t on (max)+t off (max)4LP (
o
11U m (min)2
+
4 ) 2U o
设计时取最小开关频率为30kHz ，则：
f s(min)=
4LP o (
11U m (min)
2
4+2) U o
≥30kHz
由此可得电感L ≤717uH （2） 输入电容的设计
输入电容C1用于滤除CRM 模式中电感电流的高频分量，计算输入电容C 1的容量，需计算变换器等效输入电阻R eff :
R eff =
ηU m
2P o
式中 η——变换器效率，此处可取η=100%。 U m ——输入电压的峰值
C 1可利用下式计算
C 1≥
1
2πφR eff f s
式中 φ——允许输入电流纹波百分比，取φ=3% f s ——开关频率，取最小开关频率30kHz 。
考虑当输入电压最大为220V
时，即U m =时，此时等效输入电阻R eff
最大，即：
R eff (max)=
ηU m
2P o
=
=93.3Ω
此时可得电容C 1的最小值：
C 1≥1.69uF
（3） 输出电容C 参数计算
分析可知，输出电容的电压纹波主要是由于输入电流的脉动所引起的，由高频电感电流所产生的纹波电压很小，可忽略不计。由于整流侧输入电流的脉动频率为工频的两倍（100Hz ），因此电容纹波电压脉动频率也为100Hz 。 输出滤波电容C 可由下式计算
C ≥
I o
2πf ac ∆U pp
式中 I o ——输出电流，I o =
P o (max)U o
=
150W
=0.375A 400V
∆U pp ——输出电压纹波峰峰值，按U o 的5%计算 即∆U pp =400⨯5%=20V 由此可得输出电容C 满足：
C 1≥=59.6uF
3.3 低频方波逆变电路设计
考虑到全桥式低频方波逆变电路需要四个开关管，这极大的增加了电路成本。本文采用半桥逆变电路作为逆变电路的主电路，将开关管数量减少一半，并且半桥逆变电路的输入电容可与PFC 输出级电容整合，极大地降低了电路成本。
简化后的电路拓扑如图3.5所示，开关管S1，S2构成DC-AC 变换器，C1、C2为大容量电容，其两端电压近似恒定（为PFC 输出电压的一半）。
PFC 级 半桥逆变级
图3.5 简化后的半桥低频方波式电子镇流器
S1、S2的门极信号如图3.6 所示。S1和S2交替切换导通，切换频率为400Hz ，这样负载端会工作在低频方波状态。当S1工作于高频状态时，S2被断开。此时，电路等效为一个Buck 降压电路，S1相当于Buck 电路主功率开关，而MOSFET S2的体二极管等效于Buck 电路的续流二极管，此时控制S1的导通占空比可控制Buck 电路输出电压，继而控制负载电流恒定。
t
I 图3.6 半桥逆变电路开关管的驱动波形及灯电流波形
二极管在关断时，存在着反向恢复问题，产生开关损耗，如果电感电流连续，二极管关断时电流不为零，此时关断损耗会大大增加。为了避免这种情况的发生，保证电感电流断续可有效降低二极管关断损耗。图3.7是逆变级Buck 电感电流断续时的工作状态示意图。
图3.7 电感电流断续时的波形
当S1工作在高频状态，S2关断时，电感电流断续，电路存在3种工作模式。 （1） 阶段1
阶段1对应图3.12 中DT 段，此时S1 开通，电流流过C1、S1 、灯、点火电感和电感L 。其中点火电感的电感量远远小于电感L 的电感量，可忽略不计。假设灯并联电容C 上的电压在每个开关周期中保持不变，且考虑输入电容C1和C2足够大，在低频方波每个周期电压维持不变，恒为
V in /2，此时电感L 上的电压在阶段1所承受电压为：
V L =V in /2-V Lamp
（2） 阶段2
阶段2对应图3.12中mT 段，此时S1断开，电感电流通过S2并联二极管续流，电流流过见灯、点火电感、L 、C2和D2。此时电感L 上所承受电压为：
V L =V in /2+V Lamp
（3） 阶段3
阶段3对应图3.12中nT 段，此时S1、S2均关断，电感电流下降为0，并联电容C 给灯提供能量。假设电容C 足够大，则灯电压维持恒定。 整个高频周期内，电感电流伏秒平衡，则有：
(V in /2-V Lamp ) DT -(V in /2+V Lamp ) mT =0
式中：DT 为开通时间，T 为开关周期，mT 为二极管续流时间 由此可得灯电压为：
V Lamp =
D -m V in
D +m 2
当S1断开，S2工作于高频开关状态时，电路的工作过程和上面的分析基本一致，此处不作分析。
3.3.1 低频方波电路参数设计
主电路拓扑结构如图3.8所示。
图3.8 半桥逆变式低频方波电路拓扑结构
1. 逆变电路电感L 参数设计
二极管反向恢复时存在关断损耗，为减小二极管损耗，应使电感电流工作在断续状态，如图3.11所示，为便于分析，考虑电感电流工作在临界断续状态，则此时电感电流峰值应为灯电流的2倍，即I Lpk =2I Lamp 。
当电感工作于阶段1时，电感电流上升。电感承受电压为：
V L =V in /2-V Lamp
此时电感电流满足：
I Lpk =
P 1V in 1
(-V Lamp ) D =2o （a ） L 2f s V Lamp
式中 V in ——输入直流电压，400V
D ——开关导通占空比 P o ——输出功率，取150W
f s ——高频开关频率，取100kHz 电流临界断续时，此时m =1-D ，则灯电压：
V Lamp =
D -m V in D -(1-D ) V in 2D -1
==V in （b ）
D +m 2D +1-D 22
考虑到金卤灯在稳态工作时，其灯电压一般为90—110V ，因此占空比取值范
围为：0.725≤D ≤0.775 将（b ）式带入（a ）得：
L =
D (1-D )(2D -1) 2
V in
4P o f s
故电流断续下的电感值取值为：
L ≤
D (1-D )(2D -1) 2
V in
4P o f s
考虑占空比的范围，即得电感满足： L ≤250uH
2. 输入电容C 1、C 2参数设计
为保证低频方波电压幅值恒定，输入电容应选取得足够大。具体分析计算如下：
在阶段1时，S 1导通，S 2关断，电容C1通过电感L 、灯Lamp 放电，此时C 1电
S 1、S 2均关断，容电压下降。在阶段2状态时，此时电感电流通过二极管D 2、电容C 2续流，故电容C 2在此阶段电压上升。因此，在S2关断的每半个低频周期内，电容C 1电压一直下降，电容C 2电压一直上升。
S 2关断的半个低频周期内，C 1电容电压下降大小为： ∆U (1)=
T s P o 1T s P o 1
D =D C 12V Lamp C 1(2D -1) V in
1s 400
式中 T s ——低频方波的周期，即T s =
同时应考虑在整个过程中，输入电源一直对电容C 1、C 2充电，考虑C 1、C 2的充电电流恒定为P o /V in ，则半个低频周期内，C 1电容电压上升大小为：
∆U (2)=
1T s P o
C 12V in
故在半个周期内电容C 1电压实际下降为：
∆U =∆U (1)-∆U (2)=
1T s P o 1
C 12V in 2D -1
考虑电容C 1电压纹波小于5%，即∆U ≤5%V in /2 由此可得：C 1≥
T s P o 1
5%V in 22D -1
代入相关参数可得: C 1≥43uF
因为电容C 2在结构上与电容C 1对称，因此电容C 2=C 1≥43uF 。 3. 灯并联电容C 的参数设计
仍然考虑电感电流工作在临界断续模式，则此时电容C 的纹波电压易于计算得到：
∆U C =
I o P o P o
== 4f s C 4f s CV Lamp 2f s C (2D -1) V in
式中 f s ——高频开关频率，取100kHz 考虑电容电压纹波应小于5%，即∆U C ≤5%V Lamp 则电容C ≥
P o 1
5%f s V in 2(2D -1) 2
代入参数得：C ≥0.75uF
3.4 点火电路设计
由论文第一章关于气体放电灯发光原理的介绍可知，在气体放电灯正常发光前，必须给灯提供一个高压脉冲使之击穿，通常称利用高压脉冲击穿气体为气体放电灯的点火。目前常用的点火方式有附加电路点火和谐振点火这两种方式。附加电路点火一般使用一个变压器将原边400V 左右的电压通过变压器升压后从而达到击穿气体的目的。谐振点火通常是在启动时让电路工作在谐振频率附近，从而在使灯两端产生一个谐振高电压，继而使灯击穿。
综合考虑后，本文采用附加电路点火的方式，其电路拓扑如图3.9
所示。
图3.9 单极电压递增型电路点火电路
图中DB 为可控晶闸管，当DB 关断时，PFC 直流输出电压对经过RC 回路对电容C 充电，当DB 开通时, 电容C 上的电压将通过变压器原边迅速放电, 此时变压器副边会产生一个N 倍的电压脉冲加在气体放电灯上, 使灯内气体
击穿，从而实现气体放电灯点火。
4 电路仿真验证
为验证电路设计及控制方法的可行性，通过MATLAB/Simulink对第三章所设计的镇流器电路仿真。各部分仿真结果如下：
4.1 功率因数校正电路仿真
4.1.1 功率因数校正电路控制原理
功率因数校正主电路拓扑及控制原理如图4.1所示，采用Boost 升压电路作为校正主电路拓扑，控制模式采用电流临界CRM 模式。
电路控制原理为：电压外环所得到的电压误差信号与输入电压采集信号u in 相乘作为电流参考信号I ref 。在每个高频周期内，在电感电流降为零后，开关管开通，电流上升，当电流i L 达到电流参考值时，开关管关断，电流开始下降，如此重复。由此实现输出电压恒定，且输入电流始终跟踪输入电压，实现功率因数校正。
图4.1 功率因数校正主电路拓扑及控制原理
4.1.2 功率因数校正电路仿真结果
通过MATLAB/simlink搭建了功率因数校正仿真电路，仿真时电路参数设置如下：输入滤波电容C1=2uF,输出电容C=100uF,电感L=700uH。
仿真结果如下：
1. 输出电压波形：
图4.2 输出直流电压波形
由仿真波形可以看出，输出电压在0.06s 后稳定在400V 左右，输出电压无静差，动态过程中输出电压无超调，证明了PI 调节的有效性。稳定后输出电压的纹波电压为4%。
2. 输入电流与电感电流波形
图4.3 输入电流和电感电流波形
测量输入电流和电感电流结果如图 所示，由波形可以看出，通过输入电容滤除电感电流的高频分量后，输入电流中高频谐波分量明显减少。测量输入电流的总谐波失真量THD ，结果为0.0004左右，证明电流谐波量较少。
3. 输入端电压电流波形：
图4.4 输入电压电流波形
由输入端输入电压及输入电流波形可以看出，输入电压与输入电流
基本无相差，且输入电流为正弦波形，验证了功率因数校正电路的可行性。
4. 输入侧功率因数测量
为进一步验证电路是否满足功率因数大于0.9的要求，本文测量了输
入侧的功率因数。
测量框图如图4.5 所示：
图4.5功率因数测量模块示意图
功率因数测量结果：
图4.6 输入侧功率因数波形测量波形
由功率因数测量结果可以看出，输入侧在电路稳定后的功率因数为0.97。
4.1.3 仿真结论：
仿真结果显示，输出电压为400V ，纹波电压为4%，输入侧功率因
数为0.97，各项指标均满足设计要求，验证了电路设计的有效性。
4.2 低频方波电路仿真
4.2.1 低频方波电路控制原理
低频方波电路的主要功能是实现灯电压的低频方波逆变和灯电流的恒流控制。其主电路拓扑结构和控制原理如图4.7所示。采集灯电流信号i Lamp 后，与电流参考信号比较得到电流误差信号，电流误差信号经PI 调节后与高频锯齿波(100kHz)比较从而得到开关管的PWM 信号，其中开关管S1和S2需低频切换导通，其导通切换频率为400Hz 。由此实现灯电压的低频方波逆变，且灯电流保持恒定。
图4.7低频方波逆变电路恒流控制原理图
4.2.2 低频方波逆变电路仿真结果
利用MATLAB/simulink搭建了仿真电路，仿真目标为控制灯电流与电压均为频率为400Hz 的低频方波，且灯电流恒定为1A.
仿真电路参数如下：电容C 1=C 2=47uF ，电感L=200uH，电容C=0.66uF。仿真结果如下：
图4.8 低频方波电路灯电压及灯电流仿真波形
图4.8为电路仿真结果，由波形可知，灯电压及灯电流均为低频方波，其频率为400Hz, 且灯电流在每个低频周期内均为1A ，与设计一致，验证了恒流控制的有效性。
但由仿真波形可以看出，在每次灯电流换向时，均存在电流过冲，电
流换向时的电流波形如图4.9所示。究其原因，是在电流换向时，开关管的占空比太大，导致电流换向速度过快，从而产生了电流过冲。一种减小电流过冲的简单且有效地方法是在电流换向时减小开关管的占空比，从而实现电流平稳过渡。
图4.9 电流换向时的电流过冲波形
图4.10是在换向时减小占空比所得到的电流换向波形，与图4.9比
较可以看出，通过在换向时减小占空比能有效降低电流过冲，实现电流换向时的平滑过渡。
图4.10 减小占空比后的电流换向波形
4.3 点火电路仿真结果
未验证点火电路的设计合理性，通过MATLAB/Simulink搭建了仿真电路。由于灯在未启动前，其阻抗可看作无穷大，因此在验证点火电路的可行性时，将灯回路用一个大电阻代替，其中仿真时变压器匝数比设置为1:100,输入DC 电压为400V ，仿真结果如下：
图4.11 点火电路所产生的点火脉冲波形
图4.11是点火电路所产生点火脉冲的电压波形，由仿真结果可以看出，点火电压在40000伏左右，满足金卤灯启动电压要求，验证了电路设计的合理性。
本章针对第三章所设计的电子镇流器搭建了仿真电路。仿真结果显示： 功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，输出电压为400V ，满足设计要求。
低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。对于逆变时灯电流在换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。
③通过点火电路能产生一个40000伏的脉冲电压，符合金卤灯的启动要求。
5 实物电路设计及实验结果
为进一步验证电路设计的可行性，本文设计了实际电路并对电路在不同工作条件下的性能作了测量。
5.1 功率因数校正电路的实物设计
5.1.1 电路总体方案设计
功率因数校正要求：
输入电压110~220V；
输入频率50/60Hz；
输出功率150W ；
输电电压400V ；
功率因数>0.9;
根据设计要求，功率因数校正（PFC ）主电路拓扑结构采用常用的Boost 升压电路，由于功率等级较小（150W ），控制模式采用临界传导（CRM ）模式，控制芯片采用ST 公司L6562芯片。
图5.1 为L6562芯片内部原理图，其中MULT 为乘法器输入脚，通过将输入电压采样作为MULT 的输入，它与输出电压误差信号的乘积作为电流信号的参考信号，从而实现电感电流能始终跟踪电压，实现功率因数校正。图中ZCD 脚为零电流检测引脚，采用CRM 工作模式时，电感电流降为零后需开通开关管，电路在ZCD 检测到零电流信号后便开通开关管。CS 引脚为电感电流采样引脚，通过CS 脚采样电感电流信号并与电感电流参考信号比较，从而控制MOSFET 的开断，实现功率因数校正。
图5.1 L6562芯片原理图
5.1.2 电路主要元件参数计算
图5.2 采用L6561芯片的PFC 典型电路
L6562芯片与L6561芯片类似，均为ST 公司功率因数校正芯片，图4.2为采用L6561芯片的PFC 典型电路结构，本文仍采用该电路作主电路结构，具体参数计算如下：
1. 升压电感器T 设计
第二章中功率因数校正电路设计所设计的电感参数L 为：L 取700uH 。 实际电路中需计算电感磁心、电感匝数等相关参数，计算过程如下：
电感电流峰值：I Lpk (max)=4P ==3.857A 电感器中能量储存由下式决定
W L =0.5LI 2
Lpk (max)=0.5*700*3.8572=5.2mJ
磁心尺寸通常利用面积乘积计算。面积乘积定义如下：
A p =A e A w
式中 A p ——面积乘积，cm 4
A e ——磁心有效面积，cm 2
A w ——线圈骨架绕组面积，可视为磁心窗口面积，cm 2
在CRM 工作的PFC 变换器，电感器A p 可利用下面经验公式计算
A p =[LI 2
Lpk (max)⨯104
294B max ]1.31=2.114(cm 4)
式中B max 为最大磁通密度，取B max =0.2T。
升压电感器匝数N P 由下式确定
N P =LI Lpk (max)⨯104
A e B max
线圈匝数与磁心有效面积乘积N P A e 为：
N P A e =LI Lpk (max)⨯104
B max =134(匝∙cm 2)
根据常用磁心和导线线径等相关参数，选取EC41磁心和20AWG 导线，其N ⋅A e 为145匝∙cm 2，与计算值接近，EC41的磁心A e =1.2cm 2，由此可得绕组匝数N P 为：
700⨯10-6⨯3.857⨯104
N P =≈111匝 0.2⨯1.21
L6562的芯片启动电压为11-13V ，启动后工作电压为：10-22V ，可以选择电感器辅助绕组上的电压U S 为20V ，于是二次侧绕组N S 为：
N S =N P U S /U O =111⨯20/400≈5匝
2. 电流感测R 6电阻的选取。
根据L6562芯片所给出的乘法器特性曲线（详见L6562 datasheet ），如图4.3所示，电流感测产生电压应在线性范围内，取感测电压V cs =I Lpk ⋅R 6≤1V 。 1=0.2584Ω
即R 6≤3.87
图5.3 L6562乘法器特性曲线图
3. 误差放大器相关器件（R 7、R 8）选取。
R 7与R 8构成分压网络，L6562误差放大器参考电压2.5V ，直流输出电压400V ，R 82.5=满足：。 R 8+R 7400
除此之外，L6562自带过压保护环节（详见L6562 datasheet Overvoltage protection ），输出过电压保护值∆V o 设置为30V ，则：∆V o =40uA ⋅R 7
则：R 7=30V =750k Ω，由此可得R 8=4.72k Ω。 40uA
4. 乘法器输入MULT 相关参数(R 1、R 2) 设计
根据L6562芯片厂家所给出的乘法器特性曲线图，为满足乘法器工作在线性状态，输入MULT 感测电压V MULT ≤3V ，考虑在最大输入电压下，乘法器感测电压V MULT 最大，则：
V MULT =R 2V ac (max)≤3V R 1+R 2
由此可设计R 1、R 2的阻值。
5. MOSFET 开关管RCD 缓冲电路设计
MOSFET 关断时，为了防止瞬时过电压击穿MOSFET ，可在MOSFET 两端并联一个RCD 网络，构成关断缓冲电路。
图4.4给出了关断缓冲电路的典型拓扑结构，图4.5是添加RCD 缓冲电路后MOSFET 关断时的电压电流波形。从关断电压电流波形可以看出，添加缓冲电路后，关断时MOSFET 电压电流的重叠面积减小，因此MOSFET 关断损耗也相应减小了。
图5.4 RCD关断缓冲电路拓扑结构 图5.5 MOSFET关断时的电压电流波形
RCD 网络电路参数设计：
（a ）. MOSFET 关断后，缓冲电路电容C 的电压逐渐上升至电源电压U cc ，故
12电容C 上所存储的电能为CU cc 。当MOSFET 再次开通时，这部分能量主要2
以热的形式消耗在电阻R 上。假设MOSFET 最高开断频率为f m ，则电阻R 上消耗的最大功率为：
1P R =CU 2
cc f m （a ） 2
通常考虑电阻上消耗功率不超过1/4W,即P R ≤1/4W 。
（b ）. 同时应考虑电容的放电常数，由于电容电压不能突变，MOSFET 的开断速度会降低，为保证MOSFET 能尽快导通和关断，应限制电容的充放电时间，通常使开断时间t s 不超过开关周期的1/10，即t s =RC ≤
由（a ）、（b ）两个因素即可确定RCD 网络的参数。
根据所设计的电路参数，搭建了实际电路，实际电路原理图如图5.6所示，其中电路控制芯片采用ST 公司L6562芯片。
1。（b ） 10f