2012年8月 西安电子科技大学学报（自然科学版） Aug.2012 第39卷 第4期 JOURNAL OF XIDIAN UNIVERSITY V ol.39 No.4
doi ：10.3969/j.issn.1001-2400.2012.04.002
紧凑型高共模抑制微带平衡滤波器设计
陈建忠，梁昌洪，吴边，王依
(西安电子科技大学 天线与微波技术重点实验室，陕西 西安 710071)
摘要：针对微带平衡带通滤波器往往结构不紧凑或共模抑制性能不高等问题，提出了一种高共模抑制的紧凑型微带平衡滤波器。首先给出了平衡滤波器的差模和共模等效电路，然后分析了交指线耦合谐振单滤波器的高共模抑制和小型化。最后设计并加工了一款工作于2.45GHz 测试与仿真结果吻合良好。
关键词：紧凑型；共模；差模；平衡带通滤波器
中图分类号：TN713 文献标识码：A ：
CHEN Jianzhong，，，
Abstract:
波器件，如滤波器，混频器和功率放大器等都被应用于平衡的拓扑结构中。特别是随着集成电路的飞速发展，对平衡器件的需求变地更加迫切。
平衡滤波器要求在差模信号输入时具有滤波特性，同时能够有效抑制共模噪声。平衡滤波器可以通过一个单端口滤波器和两个巴伦来简便构造，但往往面积巨大。因此，不额外添加巴伦，把平衡滤波器作为单一器件来设计，是一个重要问题[1]。2007年，平行耦合线[1]和阶跃阻抗变换谐振器[2]被应用于平衡滤波器的设计，这类滤波器的不足是对共模噪声的抑制不高。通过改变谐振器在共模激励下的谐振状态，可以提高共模抑制，文献[3]-[4]通过给谐振器加载集总元件来改变谐振器原有的共模谐振频率，文献[5]-[6]通过微带枝节加载来抑制共模噪声。这几种方法都需要通过额外的加载来消耗共模信号，而且由于使用传统的谐振器，电路尺寸相对较大。本文采用交指线耦合谐振器实现平衡滤波器的设计，这种谐振器的紧凑结构缩
______________________________
收稿日期：2011-04-11 网络出版时间： 2012-03-21 15:38基金项目：国家自然科学基金资助（60901030，60901031）；中央高校基本科研业务基金资助（72005477） 作者简介：陈建忠（1984-）, 男，西安电子科技大学博士研究生, Email：[email protected]
网络出版地址： http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20120321.1538.201204.9_002.html
10 西安电子科技大学学报（自然科学版） 第39卷
小了平衡滤波器的面积。在差模激励和共模激励分别时，本文谐振器的差模谐振频率与共模谐振频率相差很远，因此在差模工作频段内，无需额外加载就可以高效地抑制共模噪声。基于上述分析设计了一款工作于2.45GHz(WLAN频段) 的平衡带通滤波器，实验结果进一步验证了该方法的正确性。
1 平衡带通滤波器的模型
笔者设计的平衡带通滤波器如图1(a)所示，该器件包含四级交指线耦合谐振器。滤波器沿图1所示的虚线上下对称。由于采用对称结构，当在端口1和3分别输入等幅反相的差模信号和等幅同相的共模信号时，对称线处分别等效为理想电壁(虚拟短路) 和理想磁壁(虚拟开路) ，此时，四端口平衡滤波器可以从对称线处一分为二，等效电路分别如图1(b)和(c)所示。因此在设计该四端口平衡滤波器时，可以先单独分析差
与差模和共模激励时的双端口散射参数的关系如下[7]:
d ⎡S 20⎤−1 (1) ×2
=M 4×4×S 4⎢4×c ⎥S 2×2⎦4×4⎣0
std c
其中S 4为四端口平衡滤波器的S 参数，S 2d ×2和S 2S 参数，M 4×4
×4×2为一个常系数矩阵。
(a)
(b) (c) 共模激励时的等效电路
平衡滤波器结构及其在差模或共模激励时的等效电路
2
2.1 差模谐振单元分析
图2 差模激励时的谐振单元和等效电路
差模激励时的谐振单元如图2左所示，它由传统交指线与一段一端短路的传输线两部分并联构成。差模谐振器的等效电路如图2所示，交指线等效为串联谐振回路，由电容C 1和电感L 2构成，一端短路的传输
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第4期 陈建忠等：紧凑型高共模抑制微带平衡滤波器设计 11
线等效为电感L 1，上表面金属导体与地面之间的分布电容等效为C 2。从小段传输线的端面看进去的输入
d
导纳Y in 如下：
w 4L 1L 2C 1C 2−w 2(L 1C 2+L 2C 1+L 1C 1) +1
Y =j
wL 1(w 2C 1L 2−1)
d in
=j
222
w 4−w 2(w s 2+w m +w p ) +w s 2w m
w w L (w −w )
2
s 1
2
2m
(2)
其中w s =1/2L 1, w m =1/C 1L 2，w p =1/2L 2 该谐振器的谐振条件为Y in =0，解方程，得到如下两个解：
d
w 1, 2=
222222+w p +w p (w s 2+w m ) ±(w s 2+w m ) −4w s 2w m
2
(3)
w
1和w 2为两个谐振频率，这里假设w 1小于w 2w 1w 2=w s w m ，
222
w 12+w 2=w s 2+w m +w p 。若w 1关系：
w 1
w m 是交指线的本征谐振频率，w s (4)可见差模谐振器
的基本谐振频率最低，从而可以减小电路的尺寸。2.45GHz 时，物理长度为7.5mm ，该差模谐振器的长度仅为四分之一波长传输线谐振器的33.6%0.508mm ，介电常数为2.2的微带介质基板。
w =w m 反射，在w m
2.2 共模谐振单元分析
3左所示，假定设计中采用宽度一样的微带线，用Y 0表示枝节的特性导纳，
l 1，l 2和l 33中两条弱耦合开路传输线的微小影响，以枝节l 1的端面为参考
图3 共模激励时的谐振单元和等效电路
c
Y in =j Y 0
tan(β×l 1) +tan(β×l 2) +tan(β×l 3)
=0 (5)
1−tan(β×l 1)(tan(β×l 2) +tan(β×l 3))
其中β表示在研究频率处的相位常数，解式(5)可以近似求得谐振频率f 1, f 2如下:
c c ，f 2≈ (6) f 1≈
2(l 1+l 3) eff 2(l 1+l 2) eff 其中c 为自由空间中的光速，εeff 为介质板的有效介电常数。当确定了共模谐振器的物理尺寸后，即可求得f 1和f 2。同等尺寸下，由开路传输线组成的共模谐振单元的谐振频率要远大于差模谐振频率。以本文设计中使用的谐振器为例，当差模谐振频率为2.45GHz 时， εeff =1. 88，l 1=9. 7mm ，l 2=7mm
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12 西安电子科技大学学报（自然科学版） 第39卷
和l 3=7. 9mm 。通过式(6)可以求得f 1=6. 22GHz ，f 2=6. 55GHz ，它们远大于2.45GHz ，因此在差模信号工作的频段内，共模谐振器为严重失谐情况，相当于高阻状态，对共模信号的匹配能力极差，对共模环境噪声有高抑制特性。
2.3 平衡滤波器设计
设计目标：差模响应的中心频率2.45GHz ，带宽220.5MHz ，回波损耗20dB ，工作频带内对共模信号的抑制大于50dB 。根据前两节的理论分析和IE3D 电磁全波仿真计算，可以调整交指线耦合谐振器的尺寸得到需要的谐振频率。在差模激励时平衡滤波器的耦合系数M ij 和外部品质因数Q e 计算如下[8]：
Q e =
g 0g 1FBW FBW
=10. 37, M 12=M 34==0. 082, M 23==0. 063 (7) FBW 12g 2g 3
其中
欧姆传输线以直(M 12, M 23) 和间距(G 2, M 23对应的谐振器的间距[9][10]进行滤
3 实验验证
根据上述分析设计的平衡滤波器的尺寸为28mm×22mm(0. 16λg ×0. 157λg ，λg 为波导波长) ，相比用文献[2][3]介绍方法设计的平衡滤波器，本文设计的滤波器尺寸缩小了约45%和60%。加工后的滤波器实物如图5(b)所示。采用Agilent 8719ES矢量网络分析仪进行了测试。图5给出了差模响应和共模响应的仿真结果和测试结果，其中虚线表示仿真结果，实线表示测试结果，两者吻合良好。仿真结果中，差模响应的中心插入损耗为0.8dB ，3dB 带宽为280MHz ，大于55dB 共模抑制的频率范围从0-6GHz 。测试结果中，差模响应的中心频率为2.45GHz ，3dB 带宽为294MHz(12%)，中心插入损耗为1.2dB ，传输零点大约位于3.2GHz ，带外抑制度于30dB 的频带截止到6.5GHz ，约为中心频率的2.65倍；在差模工作频带内，共模抑制达到了
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第4期 陈建忠等：紧凑型高共模抑制微带平衡滤波器设计 13
50dB 以上；在宽带范围内，高于40dB 抑制的共模响应的范围从0-6.32GHz 。仿真与测试结果的偏差主要源于介质损耗、加工误差以及SMA 接头的损耗。
(a)差模响应及局部放大图 图5
4 结束语
参考文献
[1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]
C. H. Wu, C. H. Wavelength Resonators[J]. IEEE Trans.Microwave Theory
., Chih-Chan Hsu. Balanced Dual-Band BPF With Stub-Loaded SIRs for Common-Mode Suppression [J]. IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., 2010, 20(2):70–72.
J. Shi , Q. Xue. Novel Balanced Dual-Band Bandpass Filter Using Coupled Stepped-Impedance Resonators [J]. IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., 2010, 20(1):19–21.
D. E. Bockelman, W. R. Eisenstadt. Combined Differential and Common-Mode Scattering Parameters: Theory and Simulation [J]. IEEE Trans.Microwave Theory Tech., 1995. 43(7): 1530-1539.
J.S. Hong and M.J. Lancaster, Microstrip Filters for RF/Microwave Applications[M]. New York:Wiley, 2001. 韩应宾, 赵永久, 卢宏敏. 微波滤波器的耦合矩阵诊断调试法[J].西安电子科技大学学报, 2008,35(4):703-706.
HAN Yingbin，ZHAO Yongjiu ，LU Hongmin. Coupling matrix method for diagnosis and tuning of microwave filters[J]. Journal of Xidian University,2008,35(4):703-706.
[10] H. Hsu , H.Yao, K. A. Zaki , and A.E.Atia. Computer-aided diagnosis and tuning of cascaded coupled resonators filters[J]. IEEE
Trans.Microwave Theory Tech.,2002, 50(4):1137-1145.
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2012年8月 西安电子科技大学学报（自然科学版） Aug.2012 第39卷 第4期 JOURNAL OF XIDIAN UNIVERSITY V ol.39 No.4
doi ：10.3969/j.issn.1001-2400.2012.04.002
紧凑型高共模抑制微带平衡滤波器设计
陈建忠，梁昌洪，吴边，王依
(西安电子科技大学 天线与微波技术重点实验室，陕西 西安 710071)
摘要：针对微带平衡带通滤波器往往结构不紧凑或共模抑制性能不高等问题，提出了一种高共模抑制的紧凑型微带平衡滤波器。首先给出了平衡滤波器的差模和共模等效电路，然后分析了交指线耦合谐振单滤波器的高共模抑制和小型化。最后设计并加工了一款工作于2.45GHz 测试与仿真结果吻合良好。
关键词：紧凑型；共模；差模；平衡带通滤波器
中图分类号：TN713 文献标识码：A ：
CHEN Jianzhong，，，
Abstract:
波器件，如滤波器，混频器和功率放大器等都被应用于平衡的拓扑结构中。特别是随着集成电路的飞速发展，对平衡器件的需求变地更加迫切。
平衡滤波器要求在差模信号输入时具有滤波特性，同时能够有效抑制共模噪声。平衡滤波器可以通过一个单端口滤波器和两个巴伦来简便构造，但往往面积巨大。因此，不额外添加巴伦，把平衡滤波器作为单一器件来设计，是一个重要问题[1]。2007年，平行耦合线[1]和阶跃阻抗变换谐振器[2]被应用于平衡滤波器的设计，这类滤波器的不足是对共模噪声的抑制不高。通过改变谐振器在共模激励下的谐振状态，可以提高共模抑制，文献[3]-[4]通过给谐振器加载集总元件来改变谐振器原有的共模谐振频率，文献[5]-[6]通过微带枝节加载来抑制共模噪声。这几种方法都需要通过额外的加载来消耗共模信号，而且由于使用传统的谐振器，电路尺寸相对较大。本文采用交指线耦合谐振器实现平衡滤波器的设计，这种谐振器的紧凑结构缩
______________________________
收稿日期：2011-04-11 网络出版时间： 2012-03-21 15:38基金项目：国家自然科学基金资助（60901030，60901031）；中央高校基本科研业务基金资助（72005477） 作者简介：陈建忠（1984-）, 男，西安电子科技大学博士研究生, Email：[email protected]
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10 西安电子科技大学学报（自然科学版） 第39卷
小了平衡滤波器的面积。在差模激励和共模激励分别时，本文谐振器的差模谐振频率与共模谐振频率相差很远，因此在差模工作频段内，无需额外加载就可以高效地抑制共模噪声。基于上述分析设计了一款工作于2.45GHz(WLAN频段) 的平衡带通滤波器，实验结果进一步验证了该方法的正确性。
1 平衡带通滤波器的模型
笔者设计的平衡带通滤波器如图1(a)所示，该器件包含四级交指线耦合谐振器。滤波器沿图1所示的虚线上下对称。由于采用对称结构，当在端口1和3分别输入等幅反相的差模信号和等幅同相的共模信号时，对称线处分别等效为理想电壁(虚拟短路) 和理想磁壁(虚拟开路) ，此时，四端口平衡滤波器可以从对称线处一分为二，等效电路分别如图1(b)和(c)所示。因此在设计该四端口平衡滤波器时，可以先单独分析差
与差模和共模激励时的双端口散射参数的关系如下[7]:
d ⎡S 20⎤−1 (1) ×2
=M 4×4×S 4⎢4×c ⎥S 2×2⎦4×4⎣0
std c
其中S 4为四端口平衡滤波器的S 参数，S 2d ×2和S 2S 参数，M 4×4
×4×2为一个常系数矩阵。
(a)
(b) (c) 共模激励时的等效电路
平衡滤波器结构及其在差模或共模激励时的等效电路
2
2.1 差模谐振单元分析
图2 差模激励时的谐振单元和等效电路
差模激励时的谐振单元如图2左所示，它由传统交指线与一段一端短路的传输线两部分并联构成。差模谐振器的等效电路如图2所示，交指线等效为串联谐振回路，由电容C 1和电感L 2构成，一端短路的传输
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第4期 陈建忠等：紧凑型高共模抑制微带平衡滤波器设计 11
线等效为电感L 1，上表面金属导体与地面之间的分布电容等效为C 2。从小段传输线的端面看进去的输入
d
导纳Y in 如下：
w 4L 1L 2C 1C 2−w 2(L 1C 2+L 2C 1+L 1C 1) +1
Y =j
wL 1(w 2C 1L 2−1)
d in
=j
222
w 4−w 2(w s 2+w m +w p ) +w s 2w m
w w L (w −w )
2
s 1
2
2m
(2)
其中w s =1/2L 1, w m =1/C 1L 2，w p =1/2L 2 该谐振器的谐振条件为Y in =0，解方程，得到如下两个解：
d
w 1, 2=
222222+w p +w p (w s 2+w m ) ±(w s 2+w m ) −4w s 2w m
2
(3)
w
1和w 2为两个谐振频率，这里假设w 1小于w 2w 1w 2=w s w m ，
222
w 12+w 2=w s 2+w m +w p 。若w 1关系：
w 1
w m 是交指线的本征谐振频率，w s (4)可见差模谐振器
的基本谐振频率最低，从而可以减小电路的尺寸。2.45GHz 时，物理长度为7.5mm ，该差模谐振器的长度仅为四分之一波长传输线谐振器的33.6%0.508mm ，介电常数为2.2的微带介质基板。
w =w m 反射，在w m
2.2 共模谐振单元分析
3左所示，假定设计中采用宽度一样的微带线，用Y 0表示枝节的特性导纳，
l 1，l 2和l 33中两条弱耦合开路传输线的微小影响，以枝节l 1的端面为参考
图3 共模激励时的谐振单元和等效电路
c
Y in =j Y 0
tan(β×l 1) +tan(β×l 2) +tan(β×l 3)
=0 (5)
1−tan(β×l 1)(tan(β×l 2) +tan(β×l 3))
其中β表示在研究频率处的相位常数，解式(5)可以近似求得谐振频率f 1, f 2如下:
c c ，f 2≈ (6) f 1≈
2(l 1+l 3) eff 2(l 1+l 2) eff 其中c 为自由空间中的光速，εeff 为介质板的有效介电常数。当确定了共模谐振器的物理尺寸后，即可求得f 1和f 2。同等尺寸下，由开路传输线组成的共模谐振单元的谐振频率要远大于差模谐振频率。以本文设计中使用的谐振器为例，当差模谐振频率为2.45GHz 时， εeff =1. 88，l 1=9. 7mm ，l 2=7mm
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和l 3=7. 9mm 。通过式(6)可以求得f 1=6. 22GHz ，f 2=6. 55GHz ，它们远大于2.45GHz ，因此在差模信号工作的频段内，共模谐振器为严重失谐情况，相当于高阻状态，对共模信号的匹配能力极差，对共模环境噪声有高抑制特性。
2.3 平衡滤波器设计
设计目标：差模响应的中心频率2.45GHz ，带宽220.5MHz ，回波损耗20dB ，工作频带内对共模信号的抑制大于50dB 。根据前两节的理论分析和IE3D 电磁全波仿真计算，可以调整交指线耦合谐振器的尺寸得到需要的谐振频率。在差模激励时平衡滤波器的耦合系数M ij 和外部品质因数Q e 计算如下[8]：
Q e =
g 0g 1FBW FBW
=10. 37, M 12=M 34==0. 082, M 23==0. 063 (7) FBW 12g 2g 3
其中
欧姆传输线以直(M 12, M 23) 和间距(G 2, M 23对应的谐振器的间距[9][10]进行滤
3 实验验证
根据上述分析设计的平衡滤波器的尺寸为28mm×22mm(0. 16λg ×0. 157λg ，λg 为波导波长) ，相比用文献[2][3]介绍方法设计的平衡滤波器，本文设计的滤波器尺寸缩小了约45%和60%。加工后的滤波器实物如图5(b)所示。采用Agilent 8719ES矢量网络分析仪进行了测试。图5给出了差模响应和共模响应的仿真结果和测试结果，其中虚线表示仿真结果，实线表示测试结果，两者吻合良好。仿真结果中，差模响应的中心插入损耗为0.8dB ，3dB 带宽为280MHz ，大于55dB 共模抑制的频率范围从0-6GHz 。测试结果中，差模响应的中心频率为2.45GHz ，3dB 带宽为294MHz(12%)，中心插入损耗为1.2dB ，传输零点大约位于3.2GHz ，带外抑制度于30dB 的频带截止到6.5GHz ，约为中心频率的2.65倍；在差模工作频带内，共模抑制达到了
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50dB 以上；在宽带范围内，高于40dB 抑制的共模响应的范围从0-6.32GHz 。仿真与测试结果的偏差主要源于介质损耗、加工误差以及SMA 接头的损耗。
(a)差模响应及局部放大图 图5
4 结束语
参考文献
[1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]
C. H. Wu, C. H. Wavelength Resonators[J]. IEEE Trans.Microwave Theory
., Chih-Chan Hsu. Balanced Dual-Band BPF With Stub-Loaded SIRs for Common-Mode Suppression [J]. IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., 2010, 20(2):70–72.
J. Shi , Q. Xue. Novel Balanced Dual-Band Bandpass Filter Using Coupled Stepped-Impedance Resonators [J]. IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett., 2010, 20(1):19–21.
D. E. Bockelman, W. R. Eisenstadt. Combined Differential and Common-Mode Scattering Parameters: Theory and Simulation [J]. IEEE Trans.Microwave Theory Tech., 1995. 43(7): 1530-1539.
J.S. Hong and M.J. Lancaster, Microstrip Filters for RF/Microwave Applications[M]. New York:Wiley, 2001. 韩应宾, 赵永久, 卢宏敏. 微波滤波器的耦合矩阵诊断调试法[J].西安电子科技大学学报, 2008,35(4):703-706.
HAN Yingbin，ZHAO Yongjiu ，LU Hongmin. Coupling matrix method for diagnosis and tuning of microwave filters[J]. Journal of Xidian University,2008,35(4):703-706.
[10] H. Hsu , H.Yao, K. A. Zaki , and A.E.Atia. Computer-aided diagnosis and tuning of cascaded coupled resonators filters[J]. IEEE
Trans.Microwave Theory Tech.,2002, 50(4):1137-1145.
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