2kw逆变电源主电路设计电081

1. 主电路的拓扑结构选择……………………………………………………………… 1.1 前言···························································· 1.2 确定主电路的拓扑结构选择········································· 2. 主电路部分设计…………………………………………………………………… 2.1 整流电路设计部分……………………………………………………………… 2.1.1 整流二极管的选择………………………………………………………… 2.1.2 整流二极管的保护设计…………………………………………………… 2.2 滤波电容C d 的选取……………………………………………………………… 2.3 斩波电路设计······················································ 2.3.1 斩波参数的选择············································ 2.4 逆变电路部分设计………………………………………………………………… 2.4.1 绝缘栅双极型晶体管（IGBT ）的选择………………………………… 2.4. 2 I G B T 的保护设计………………………………………………… 3. 高频变压器设计部分………………………………………………………………… 3.1 高频变压器主要参数……………………………………………………… 3.2 变压器磁芯的选择……………………………………………………………… 3.3 高频变压器一次侧、二次侧绕组匝数计算································

3.4 计算绕组导线线径及估算铜窗占有率························

4. 心得体会………………………………………………………………………… 5. 参考文献…………………………………………………………………………………

附录1：主电路电气原理总图…………………………………………………………… 附录2：主要元器件型号规格……………………………………………………………

1. 主电路的拓扑结构选择

1.1 前言

逆变电源因体积小、重量轻、节材、节能、转换效果高等特点，现已得到了广泛应用。目前逆变电路的拓扑结构主要有单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式、全桥式等多种类型。根据需求可采用不同拓扑形式的逆变电路满足其需求。目前IGBT （绝缘栅双极型晶体管）是逆变电源中常用的功率器件，已逐步取代原晶闸管、晶体管、场效应管（MOSFET ）。由于桥式逆变电源在选择功率开关器件耐压要求可以稍低，并有较高的功率输出，现通常采用全桥式逆变电路来实现较大功率输出。课程设计所要求做的是2kw 的逆变电源主电路设计（要求：电网电压380v ，允许变化10%,要求输出110v ，20KHz 交流电压向负载供电）。

1.2确定主电路拓扑结构

根据负载谐振形式的不同，可以将电源逆变器分为串联谐振式逆变器和并联谐

振式逆变器两种逆变结构。图2-1和图2-2分别给出了两种逆变器的拓扑结构。

图1-1串联谐振逆变器结构图1-2并联谐振逆变器结构

1.1.2 逆变电源拓扑结构的选择

串联谐振式逆变器的输入端并接有大电容，逆变器将直流电压变换为交流电压，因此也称为电压源型逆变器；电流型逆变器的输入端串接有大电感，形成平稳的直流电流，逆变器将输入的直流电流变换为交流电流输出，因此也称为电流型逆变器。从电路原理的角度来看，两种电路是完全对偶的。这种对偶性主要表现在以下几个方面，如表1-1所示。表1-1两种逆变器的比较

综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点，从适合高频小功率应用的角度，本设计选用串联谐振逆变器电路拓扑。

1.2串联谐振式逆变电源稳压调节方式

因为电网电压波动10%，所以要通过稳压调节稳定高频变压器原流I 10，从而稳定高频变压器输出电压使负载正常工作。串联谐振式逆变电源的调压主要方法是直流侧调压。

1.2.1直流则调压方式

直流调压通常采用相控整流或直流斩波来改变逆变器的输入直流电压的大小。（1）相控整流调压

由六只晶闸管组成三相全桥可控整流电路如图1-3所示。

图1-3相控整流电路

三相全桥可控整流电路是通过控制由6只晶闸管实现的全控整流桥的开通和关断来调节直流输出电压，采用晶闸管整流电路虽原理易懂，并且可以通过调节控制角α，从而稳定电网电压的波动。但是结合信号控制部分来说，相对而言，通过斩波电路的信号控制来调节电压波动更为容易实现。

（2）直流斩波调压

逆变电源中的直流斩波调功方式的调功原理如图1-4所示：

图1-4斩波调功方式原理框图

前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器，输出的直流电压Ud ，经过电容Cl 滤波后送

入由开关管T 、续流二极管D 、滤波电感L1组成的斩波器，调节T 的占空比，逆变器得到的电压就在0～Ud 之间任意的电压值。本设计选用不控整流加PWM 软斩波器的调压方式。

1.3 2kW逆变电源主电路的设计

图1-5 2kW逆变电源主电路图

采用二极管整流，得到脉动的直流电；再用电解电容进行滤波，输出稳定的电压；考虑电

网电压波动，通过检测高频变压器原边线圈电流I 10并与额定值相比较，调节PWM 信号从而通过斩波电路稳定高频变压器原边线圈电流；用IGBT 器件逆变，并用SPWM 控制方式对逆变开关器件进行控制。从而使输出端得到一系列幅值相等而脉冲宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或者需要的波形。按照一定的规则对个脉冲的宽度进行调制，即可以改变逆变电路输出的电压的频率。

此电路特点：（1）可以得到相当接近正弦波的输出电压；

（2）整流电路采用二极管，可以获得接近1的功功率因数；

（3）通过对输出脉冲宽度的控制就可改变输出电压，大大加快了变频器的动态响应。

2. 主要功率器件的计算和选择

2.1整流部分

三相 380V电源，整流电路为三相桥式全波整流电路。

假定没有电压变化，其输入电压为 U=380V,则通过三相桥式不可控整流输出电压直流平均值：

U0=1.35⨯U=513V

整流滤波后电压为：

U1= 2⨯380V=537V

考虑电网电压波动(±10%波动) 则整流滤波最高电压为： U1max =110% U1=110%⨯537V=590V 整流滤波最低电压为：

U1min =90% U1=483 V

电源输出功率为P d =2kW,考虑设整流器、斩波器、逆变器的效率的都为%98，以及高频变压器的效率都为90﹪，并假设电源的功率因数为0.95，设计最大整流输出功率为： P d M =

P d

2000

=2.4kW

0. 9⨯0. 98⨯0. 98⨯0. 95

PdM =Idm ⨯U 1min

则最大整流输出电流 :

I dm =

P dM 2.4kW

==4.5A U 1537V

2.1.1 整流二极管模块的选择

（1）二极管的平均通态电流为1/3Idm (1/3应是三相整流中，每组二极管通过电流的总电流的1/3)，则二极管电流有效值 ID =

I dM

。 3

ID =

I dM ==2.6A

3I D 2. 6A =2⨯=3.3A (考虑2倍安全余量) 1. 571. 57

二极管电流定额： IDN =2⨯

二极管电压定额：

UNRM =2⨯1. 1⨯U 1-100(V ) =2⨯1.1⨯537-100V =1082V

选择额定电流为4A ，额定电压为1200V 的快速恢复整流二极管型号：MUR4120。

2.1.2 整流二极管的保护设计

（1）过压保护

正常工作时，二极管能承受的最大峰值UM 有一定的限度。超过此峰值电压的就算过电压。在这个流装置中，任何偶然出现的过电压均不应该超过元件的不重复峰值电压UDSM ，而任何周期性出现的过电压则应小于元件的重复峰值电压URSM 。这两种电压都是经常发生和不可避免的。因此，在变流电路中，必须采用各种有效保护措施，以抑制各种暂态过电压，保护二极管元件不收损坏。

抑制暂态过电压的方法一般有3种：①用电阻消耗过电压的能量；②用非线性元件限制过电压的幅值；③用储能元件吸收过电压的能量。若以过电压保护装设的部位来分，有交流侧保护，直流侧保护和元件保护3种。（以下计算均为经验公式)

交流侧和直流侧过电压保护采用压敏电阻；二极管采用RC 电路保护。压敏电阻的参数和RC 电路值计算与选用方法如下。常用于中小功率整流器过电压保护时可选用3~5kA；用于防雷保护时可选用5~20kA。

①交流侧过电压保护计算：

U 1m A ≥1. 32UV

式中 U───压敏电阻两段正常工作电压的有效值。U1mA 上限的确定应是在吸收过电压时，其残压低于被保护的整流二极管所允许的电压值。

侧交流侧压敏电阻U1的选择考虑电网电压波动(±10%波动) 则： U 1mA ≥1.3⨯2⨯1.1⨯380=768V

因为通常用于中小功率整流器操作过电压保护时，可选择3~5kA，故压敏电阻R V1～R V3选择VJY 型额定电压为1000V ，5kA 。 ②二极管的过电压保护：

整流二极管的过电压保护，通常是在二极管元件两端并联RC 电路，如图所示。整流二极管过电压保护电路RC 的选择：

-3

C =(2. 5~5) ⋅10⋅I F (μF ) 电容

电容耐压 U C ≥1. 5U T N (V ) ，电阻R 一般取R=10～30Ω, 对于整流管取下限值。其功率满足：

2-6

P R =1. 75fCU m ⋅10(W )

I F ——二极管额定电流（A ） U d ——整流输出额定电压(V) U m ——二极管两端电压峰值。

表2-1 二极管RC 保护电路参数经验值

整流二极管的过电压保护，通常是在二极管元件两端并联RC 电路，如图2─1所示。

图2─1 RC保护则保护电路参数计算：

C=(2.5～5) ⨯10⨯4=0.01～0.02μF ，取0.02μF ； U c ≥1. 5⨯537=806V ，取1500V ；

-3

R=10Ω，P R ≥1.75⨯50⨯0.02⨯5902⨯10-6=0.61W ，取2W 。

③直流侧过电压保护在直流情况下：

U 1mA ≥（1.8～2.2）U d0V 式中 Ud0───整流滤波后的直流输出电压。

则，U 1MA ≥(1.8～2.2) ×537V=（967～1181）V ，所以压敏电阻R V4取1200v ，5kA 。（2）过电流保护快速熔断器选用原则：

额定电压：额定电压U RN 不小于正常工作电压的方均根值。

额定电流：额定电流I RN 应按它保护的元件实际流过的电流I R （方均根值）来选择，一般可用下列各式计算。

①交流侧过电流保护采用快速熔断器

额定电压：额定电压U RN 不小于正常工作电压的方均根值。

额定电流：额定电流I RN 应按它保护的元件实际流过的电流I R （方均根值）来选择，一般可用下列各式计算。交流侧：

I RN ≥K 2⋅I Z ⋅max I RN ──熔体额定电流 I Z ⋅max ──最大整流电流 K 2 ──三相桥式取0.816

所以： I RN ≥K 2⨯I ZM A X ≥K 2⨯I dM =0.816⨯4.5=3.67A

故交流侧快速熔断器F0～F3选择RS3额定电压750V, 考虑熔体额定电流应选4A 的快速熔器。为限制短路电流上升率和瞬时短路电流峰值，在交流输入端串三只进线电抗（L 1～L 3）, 数值180μH ，进线电抗还能阻隔中频谐波影响交流电网。 ②二极管的过电流保护：

I RN =K 2⨯I ZAM =3. 67，

故交流侧快速熔断器FU1～FU6选择RS3额定电压750V, 熔体额定电流4A 的快速熔断器。

③直流侧过电流保护采用快速熔断器

I RN =I dM =4.4A，

故直流侧快速熔断器FU7～FU8选择RS3额定电压750V, 熔体额定电流10A 的快速熔断器。

2.1.2滤波电容C d 选择

（1）电解电容C d 的作用：

三相全波整流输出的直流脉动频率300Hz ，为了供给逆变平滑的直流电压，必须输入整流电路和逆变器之间加入滤波电容，以减小整流输出后直流电的交流成分。滤波电容一用电解电容器。电解电容C d 往往只被人们误解城市滤波电容。实际上，电解电容C d 除了滤波意外更重要的的作用是吸收负载电感的反馈能量，起无功功率存储交换的作用。电容不仅增加了变器的效率，而且保证了逆变器的可靠运行。（2）滤波电容C d 的计算

如果把6次谐波脉动电压U d(6)限制在U 1⋅∆%的范围内则： C d ≥

I d(6)

（式中 Id(6) ────6次脉动电流有效值，ω───市电

U 0∙6ω∙∆%

网频率，当f =50Hz时，ω=314rad/s)

确定电解电容时，应首先考虑电网波动±10%，当输出整流输出电压为最低值为

90%U0=90%⨯513V ≈462V ；且要保证输出功率则 Id(6)≈

P dM

≈5.2A ；

%90U0

这里∆%=1%；

C d ≥

5.2A

≈538μF

513V ⋅6⋅314rad /s ⋅1%

电容两端电压U dc ≥2⨯1.1⨯U 0=1184V

考虑较大的电解电容可以得到更平缓的输入电压并综合考虑成本实际选用两只标称为3300

μF/600V直流的电解电容串联使用。

2.3 斩波电路设计

2.3.1斩波参数的选择

（1）开关管的选择：

斩波器的频率fr 选定为20kHz ，整流桥的输出电流即斩波器的最大输入电流I dM =4.5A，输入电压为U 1=537V，斩波器承受的最大电压与整流桥一致，为537V ，输入电网电压380V 整流滤波后，直流输出最大值U d =2U ×1.1×α，其中，U 为 380V电网电压有效值；1.1为电压波动系数；α为1.1裕量(或安全) 系数。则，

Ud =2×380×1.1×1.1=650V。

该值为IGBT 所承受的稳态最大电压值。但在实际工作中，IGBT 所承受的最大峰值电压往往在关断时，其关断峰值电压U ceps =(Ud ×1.15+150)·α。其中，U d 为直流输出电压大值；1.15为过电压系数；150为感抗电流上升率di/dt引起的尖峰电压(V)；α为1.1裕量(或安全) 系数。

则Uceps=(Ud×1.15+150)×α=(650×1.15+150)×1.1=987.25 V，考虑IGBT 电压格则选1200V 为实际电压值。

流过斩波器的最大电流为I=（1.5～2）⨯4.5=（6.75～9）A ，所以选择10A ，1200V IGBT 选取FUJI 公司的IGBT ，型号1MBH05D_120，故即使在该开关管发热情况较严重的情况下仍可保证其通流能力在可靠范围内。（2）开关管反并联二极管Ds 的选择：

开关管反并联二极管Ds 其电流值为I dM=4.5A ，其参数与第四章中的整流二极管参数基本一致，所以考虑安全余量选择额定电流10A ，额定电压1200V 的快速恢复二极管，型号：MUR10120 （3）续流二极管D f 的选择：

续流二极管D f 的参数也与第四章中的整流二极管参数基本一致，所以考虑安全余量选择额定电流10A ，额定电压1200V 的快速恢复二极管，型号：MUR10120 （4）软开关谐振电感和谐振电容的选择：

Lr和Cr 的设计取决于它的谐振频率fr 和最大输出电流Iomax 。可以按照以下式子进行确定。 L r = C r =

1K U 10. 8⨯537

⨯c 1=⨯=760. 0μH 2πf r I dM 2⨯π⨯20⨯1034. 51I 14. 5

⨯dM =⨯=0. 083μF 3

2πf r K c U 12⨯π⨯20⨯100. 8⨯537

式中： Kc =0.8。

取Lr=160μH , C f =0.08μH ，电容耐压值1500。

2.4 逆变电路部分设计

2.4.1绝缘栅双极型晶体管（IGBT ）的选择

(1)确定电压额定值U cesp

Ud =380⨯2⨯1. 1α=650V

式中，α为波动系数，值取1.1。关断时的峰值电压

表2─2 IGBT电压选择

则U cesp =（650×1.15+150）α=987.25V

式中1.15为过电压保护系数；α为安全系数，一般取1.1；150为电感引起的尖峰电压。考虑表4─1 IGBT的电压规格，本设计中选用的IGBT 额定电压为1200V (2)IGBT模块额定电流确定：主变压器一次侧电流：I 1. =I 2⨯

N S U 20

=I 2⨯，其中，N P 高频为变压器原边绕组的匝数；Ns N P U 10

为高频变压器副边绕组的匝数；U 10为变压器一次侧电压，因为经整流逆变后输出电压为方波电压，其有效值不变所以U 10=U1=537V;U20为变压器二次侧电压，由设计基本条件得出U 20=110V； I2为变压器二次侧电流,I 20= 则，I 10=I 20

P d 2000W ==18.2A 。 U 20110V

U 20110V

=18.2A ≈3.7A 。 U 10537V

IGBT 模块每只管上的平均电流额定值(全桥式整流)I=0.5×I 10=0.5×3.7=1.86A，如选用 IGBT 模块给定电流额定值是在结温T C =25℃条件下，则模块电流值I CS 应按下列条件给予确定。

ICS =2×I ×1.5×1.4=1.414×1.86×1.5×1.4=5.5A，

式中：2为峰值系数；I 为IGBT 管上平均电流；1.5为单位时间(1min)过载容量系数； 1.4为IGBT 的I C 减小系数。

根据U cesp =987V ， I CS =5.5，考虑充足的安全余量选择型号为FUJI 公司的IGBT ，型号

1MBH05D_120。通过上述两种对IGBT 模块选择和理论计算，IGBT 模块选基本吻合的，这说明实际工作中所选用的IGBT 是可行的。

2.4.2 IGBT 的保护设计

（1）过电压保护

功率主回路的吸收电路如图6所示, 是用来吸收IGBT 关断浪涌电压和续流二极管反向恢复浪涌电压。在某些应用中，吸收电压还可以减少IGBT 的开关损耗。通常有典型的4种吸收电路，选择时则考虑功率电路的大小来选择相应吸收电路。IGBT 的过压保护如图2─2所示

图2─2 IGBT过压保护电路

①电容C 的选取：根据 C=

I C (t fv -t f i ) U CE

；

其中 IC -IGBT 最大集电极电流（A ） tfv -IGBT 最大集电极电压上升时间（s ）, tfi -IGBT 最大集电极电流下降时间（s ）, UCE -IGBT 最大集电极与发射极电压（V ）；

一般电容不要选择过大，以0.1μF~0.2μF 为宜，否则电阻发热严重。（取C=0.2μF ） ②电阻的选择： R=

t on

其中t on -IGBT 最小导通时间； C-吸收缓冲电路中电容值。

在逆变频率为20kHz 则 D(占空比)=

t on

=ton ×f

T (周期)

ton =

D 0. 1==5 μs f 20⨯103

电源最小占空比为0.1，由R=

t on

确定阻值大小。所以，R=8.3Ω，取10Ω。 3C

③二极管D 的选择：快恢复二极管（FRD ）：有0.8-1.1V 的正向导通压降，35-85ns 的反向恢复时间，在导通和截止之间迅速转换，提高了器件的使用频率并改善了波形。整流输出的最大电流为I=（1.5～2）⨯4.4=（6.75～9）A ，所以选择10A ，1200V 故即使在该开关管发热情况较严重的情况下仍可保证其通流能力在可靠范围内。所以器件选取型号：MUR10120。（2）过电流保护

过电流保护的熔断器的额定电流，取值取IGBT 额定电流的1.5~2倍裕量，即： IRN =5.5×（1.5~2）=8.25A～11A ， URN =1000V。所以FU9～FU12选择RS3型额定电压1000V, 熔体额定电流10A 的快速熔断器。

3高频变压器的设计

3.1 高频变压器主要参数

高频变压器输出功率P =Pd=2000W; 原边绕组电压幅值U =537V；

T 1

次级输出电压U 20=I10V：开关频率f =20kHz；额定输出电流I 20=18.2A；

变压器效率η=0.9

3.2变压器磁芯的选择

适用于高频的磁芯材料有铁氧体磁芯，铁粉磁芯以及非晶合金。设计时，要查找三类磁芯

的基本特性以选择合适的磁芯材料，在一般情况下都可选用铁氧体材料满足设计要求。然后在根据厂家提供的磁芯材料手册(一般可在磁芯厂家网站获得) 选取具体的磁芯材料编号并获得其具体特性参数。

磁芯规格的选取通常可先估算变压器的效率，然后由输出功率和估算效率计算出变压器的输人功率，再根据生产厂家给出的磁芯规格和传送功率的关系数据来选择。如果手头缺少上述资料，可利用常用A p 法进行估算选取。

P T ⨯106

A P =A e A Q = （3.1）

2ηf s B m δK m K C

式中：

Ae 为磁芯截面积(cm）； AQ 为磁芯窗口面积（cm ）； PT 为变压器的标称输出功率（W ）； Bm 是磁芯工作的磁感应强度（G ）；

δ是线圈导线的电流密度，通常取δ=2～3(A/mm) ；

Km是窗口填充系数，一般取0.2～0.4； f s 为开关频率；

KC 是磁芯的填充系数，对于铁氧体K C =1.0。

要选取磁芯的A e A W 接近且大于式(1)中的A P 值。取δ=2A/mm

并将P T =2000W ； Km =0．4： KC =1.0；

f =2Ox103(Hz)：

为了多留些余地，可在减小主功率变压器的最大磁通密度B m =1000GS，等参数一起代人式(3.1)，得

2000⨯106

=69.4 A P =A e A W =3

2⨯0.9⨯20⨯10⨯1000⨯2⨯0. 4⨯1

拟选择EE 型磁芯，其外形如图3─1所示。

图3─1 EE型磁芯外形图其中A e 和A w 可按下面的式子进行估算。

A e =E ⨯C

A w =

⨯（D -E ）

根据图3─1中提供的磁芯尺寸，我们选择EE110/110，其磁芯尺寸参数如表3─1所示表3─1 EE型磁芯尺寸

则，A e =3. 6⨯3. 6=12.96cm ，A w =

7.1⨯（7.42-3.6）=13.56cm 2 2

因此EE118/170磁芯的功率容量为：

A P =A e ⨯A w =12. 96⨯13.56=175.7 而2000W 、20kHz 的开关电源的设计功率容量为： AP =69.4

可见它明显小于功率容量乘积值175.7，符合要求。

3.3高频变压器一次侧、二次侧绕组匝数计算

计算高频变压器原边绕组的匝数值：

V INMAX ⨯108U 1⨯108537⨯108

N P ====49. 5 3

4fB m A e 4fB m A e 4⨯20⨯10⨯1000⨯13. 56取原边匝数50砸。

计算高频变压器副边绕组的匝数值： N S =N P ⨯

U 20110

=50⨯=10. 2 U 10537

取整数时副边匝数为10砸。 3.4计算绕组导线线径及估算铜窗占有率

副边绕组导线截面积为： A C 2=

I 20

18. 2

=9. 1mm 2 2

绕组导线规格的选择。高频电流的集肤效应, 使导线的实际导电截面积减小。因此。在导线选择上应使用多股导线并绕, 副边大电流绕组最好能使用宽而扁的铜带, 宽度与变压器磁心窗口高度接近, 厚度则受2倍的穿透深度限制。表3列出了高频电流穿透铜导线的深度。

表3─2 高频电流穿透铜导线的深度

因为f =20kHz , 所以允许采取的最大线径为d MAX =2∆=2⨯0.4673=0.935mm 如去表称直径为0.94毫米的公制漆包线，需要N 2=

A C29. 1

==13. 1股，取整为1323. 14⨯0. 472π（）

P T 20002

==2.07mm 。

ηU 10δ0.9⨯537⨯2

股并绕。

同理，对于变压器原边，其绕组导线截面积为A C1=

若同样取标称直径为0．94mm 的公制漆包线进行绕制的话，需要

N 1=

A C12. 07

==2. 9股，取整为3股并绕。

23. 14⨯0. 472π（）

铜窗的占有率估算如下：

0.4A W ≥N P N 1π() +N S N 2() ，即

0.4⨯1356≥50⨯3⨯3. 14⨯0. 47+10⨯13⨯3. 14⨯0. 47 得 542.4≥194.2

所以，铜窗是富裕的。此高频变压器计算参数基本符合要求。

d 2

4. 心得体会

在此次设计中，我翻阅的大量的书籍，期刊。在短时间内检索出自己想要的相关信息，这一点是十分重要的。设计实践不仅强化了我这方面的能力，更让我对工程设计有了新的认识。所谓工程设计不仅仅是设计，还要实现设计内容。相比较而言，在平时的学习生活中我们很少考虑材料的选择、保护、裕量、各种损耗等因素，然而，在工程中必须考虑到。同时团队协作也是十分重要的，当我在设计中遇到困难，我会和同学共同讨论，翻阅书籍、期刊等或者咨询老师。

总而言之，一分耕耘，一分收获。

5. 参考文献

[1]刘凤君. 逆变器用整流电源【M 】. 北京：机械出版社，2003，10. [2]陈国呈. 新型电力电子变换技术【M 】. 北京：电力出版社，2004.

[3]徐德鸿. 现代电力电子器件原理与应用技术【M 】. 北京：机械出版社，2008，1. [4]莫正康. 电力电子应用技术【M 】. 北京：机械出版社，2000，5.

[5]曲学基等. 电力电子整流技术及应用【M 】. 北京：电子工业出版社，2008，4. [6]吴冬春等. 应用于软开关逆变焊接电源的中频变压器设计【J 】. 机电工程技术，2007，36（10），88-90

[7]钱金川. 全桥式逆变电源主电路设计【J 】. 现代焊接，2010,9,14-20 [8]杨威等. 电力电子技术【M 】. 重庆：重庆大学出版社，2003,7. [9]陈长江.IGBT 逆变式手弧焊电源主电路的设计【J 】武汉船舶职业技术学院船舶工程系,2000,8 [10]姚高尚等. 半桥逆变电路中高频变压器的设计【J 】电源技术应用，2007，4

[11]初中原. 基于IGBT 的150kHz 大功率感应加热电源的研究【D 】. 江南：江南大学，2008

附录2

元器件型号表

3.4 计算绕组导线线径及估算铜窗占有率························

1. 主电路的拓扑结构选择

1.1 前言

1.2确定主电路拓扑结构

根据负载谐振形式的不同，可以将电源逆变器分为串联谐振式逆变器和并联谐

振式逆变器两种逆变结构。图2-1和图2-2分别给出了两种逆变器的拓扑结构。

图1-1串联谐振逆变器结构图1-2并联谐振逆变器结构

1.1.2 逆变电源拓扑结构的选择

综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点，从适合高频小功率应用的角度，本设计选用串联谐振逆变器电路拓扑。

1.2串联谐振式逆变电源稳压调节方式

1.2.1直流则调压方式

直流调压通常采用相控整流或直流斩波来改变逆变器的输入直流电压的大小。（1）相控整流调压

由六只晶闸管组成三相全桥可控整流电路如图1-3所示。

图1-3相控整流电路

（2）直流斩波调压

逆变电源中的直流斩波调功方式的调功原理如图1-4所示：

图1-4斩波调功方式原理框图

前端是由六只二极管组成的三相不可控整流器，输出的直流电压Ud ，经过电容Cl 滤波后送

1.3 2kW逆变电源主电路的设计

图1-5 2kW逆变电源主电路图

采用二极管整流，得到脉动的直流电；再用电解电容进行滤波，输出稳定的电压；考虑电

此电路特点：（1）可以得到相当接近正弦波的输出电压；

（2）整流电路采用二极管，可以获得接近1的功功率因数；

（3）通过对输出脉冲宽度的控制就可改变输出电压，大大加快了变频器的动态响应。

2. 主要功率器件的计算和选择

2.1整流部分

三相 380V电源，整流电路为三相桥式全波整流电路。

假定没有电压变化，其输入电压为 U=380V,则通过三相桥式不可控整流输出电压直流平均值：

U0=1.35⨯U=513V

整流滤波后电压为：

U1= 2⨯380V=537V

考虑电网电压波动(±10%波动) 则整流滤波最高电压为： U1max =110% U1=110%⨯537V=590V 整流滤波最低电压为：

U1min =90% U1=483 V

P d

2000

=2.4kW

0. 9⨯0. 98⨯0. 98⨯0. 95

PdM =Idm ⨯U 1min

则最大整流输出电流 :

I dm =

P dM 2.4kW

==4.5A U 1537V

2.1.1 整流二极管模块的选择

（1）二极管的平均通态电流为1/3Idm (1/3应是三相整流中，每组二极管通过电流的总电流的1/3)，则二极管电流有效值 ID =

I dM

。 3

ID =

I dM ==2.6A

3I D 2. 6A =2⨯=3.3A (考虑2倍安全余量) 1. 571. 57

二极管电流定额： IDN =2⨯

二极管电压定额：

UNRM =2⨯1. 1⨯U 1-100(V ) =2⨯1.1⨯537-100V =1082V

选择额定电流为4A ，额定电压为1200V 的快速恢复整流二极管型号：MUR4120。

2.1.2 整流二极管的保护设计

（1）过压保护

①交流侧过电压保护计算：

U 1m A ≥1. 32UV

式中 U───压敏电阻两段正常工作电压的有效值。U1mA 上限的确定应是在吸收过电压时，其残压低于被保护的整流二极管所允许的电压值。

侧交流侧压敏电阻U1的选择考虑电网电压波动(±10%波动) 则： U 1mA ≥1.3⨯2⨯1.1⨯380=768V

因为通常用于中小功率整流器操作过电压保护时，可选择3~5kA，故压敏电阻R V1～R V3选择VJY 型额定电压为1000V ，5kA 。 ②二极管的过电压保护：

整流二极管的过电压保护，通常是在二极管元件两端并联RC 电路，如图所示。整流二极管过电压保护电路RC 的选择：

-3

C =(2. 5~5) ⋅10⋅I F (μF ) 电容

电容耐压 U C ≥1. 5U T N (V ) ，电阻R 一般取R=10～30Ω, 对于整流管取下限值。其功率满足：

2-6

P R =1. 75fCU m ⋅10(W )

I F ——二极管额定电流（A ） U d ——整流输出额定电压(V) U m ——二极管两端电压峰值。

表2-1 二极管RC 保护电路参数经验值

整流二极管的过电压保护，通常是在二极管元件两端并联RC 电路，如图2─1所示。

图2─1 RC保护则保护电路参数计算：

C=(2.5～5) ⨯10⨯4=0.01～0.02μF ，取0.02μF ； U c ≥1. 5⨯537=806V ，取1500V ；

-3

R=10Ω，P R ≥1.75⨯50⨯0.02⨯5902⨯10-6=0.61W ，取2W 。

③直流侧过电压保护在直流情况下：

U 1mA ≥（1.8～2.2）U d0V 式中 Ud0───整流滤波后的直流输出电压。

则，U 1MA ≥(1.8～2.2) ×537V=（967～1181）V ，所以压敏电阻R V4取1200v ，5kA 。（2）过电流保护快速熔断器选用原则：

额定电压：额定电压U RN 不小于正常工作电压的方均根值。

额定电流：额定电流I RN 应按它保护的元件实际流过的电流I R （方均根值）来选择，一般可用下列各式计算。

①交流侧过电流保护采用快速熔断器

额定电压：额定电压U RN 不小于正常工作电压的方均根值。

额定电流：额定电流I RN 应按它保护的元件实际流过的电流I R （方均根值）来选择，一般可用下列各式计算。交流侧：

I RN ≥K 2⋅I Z ⋅max I RN ──熔体额定电流 I Z ⋅max ──最大整流电流 K 2 ──三相桥式取0.816

所以： I RN ≥K 2⨯I ZM A X ≥K 2⨯I dM =0.816⨯4.5=3.67A

I RN =K 2⨯I ZAM =3. 67，

故交流侧快速熔断器FU1～FU6选择RS3额定电压750V, 熔体额定电流4A 的快速熔断器。

③直流侧过电流保护采用快速熔断器

I RN =I dM =4.4A，

故直流侧快速熔断器FU7～FU8选择RS3额定电压750V, 熔体额定电流10A 的快速熔断器。

2.1.2滤波电容C d 选择

（1）电解电容C d 的作用：

如果把6次谐波脉动电压U d(6)限制在U 1⋅∆%的范围内则： C d ≥

I d(6)

（式中 Id(6) ────6次脉动电流有效值，ω───市电

U 0∙6ω∙∆%

网频率，当f =50Hz时，ω=314rad/s)

确定电解电容时，应首先考虑电网波动±10%，当输出整流输出电压为最低值为

90%U0=90%⨯513V ≈462V ；且要保证输出功率则 Id(6)≈

P dM

≈5.2A ；

%90U0

这里∆%=1%；

C d ≥

5.2A

≈538μF

513V ⋅6⋅314rad /s ⋅1%

电容两端电压U dc ≥2⨯1.1⨯U 0=1184V

考虑较大的电解电容可以得到更平缓的输入电压并综合考虑成本实际选用两只标称为3300

μF/600V直流的电解电容串联使用。

2.3 斩波电路设计

2.3.1斩波参数的选择

（1）开关管的选择：

Ud =2×380×1.1×1.1=650V。

则Uceps=(Ud×1.15+150)×α=(650×1.15+150)×1.1=987.25 V，考虑IGBT 电压格则选1200V 为实际电压值。

Lr和Cr 的设计取决于它的谐振频率fr 和最大输出电流Iomax 。可以按照以下式子进行确定。 L r = C r =

1K U 10. 8⨯537

⨯c 1=⨯=760. 0μH 2πf r I dM 2⨯π⨯20⨯1034. 51I 14. 5

⨯dM =⨯=0. 083μF 3

2πf r K c U 12⨯π⨯20⨯100. 8⨯537

式中： Kc =0.8。

取Lr=160μH , C f =0.08μH ，电容耐压值1500。

2.4 逆变电路部分设计

2.4.1绝缘栅双极型晶体管（IGBT ）的选择

(1)确定电压额定值U cesp

Ud =380⨯2⨯1. 1α=650V

式中，α为波动系数，值取1.1。关断时的峰值电压

表2─2 IGBT电压选择

则U cesp =（650×1.15+150）α=987.25V

N S U 20

=I 2⨯，其中，N P 高频为变压器原边绕组的匝数；Ns N P U 10

P d 2000W ==18.2A 。 U 20110V

U 20110V

=18.2A ≈3.7A 。 U 10537V

ICS =2×I ×1.5×1.4=1.414×1.86×1.5×1.4=5.5A，

式中：2为峰值系数；I 为IGBT 管上平均电流；1.5为单位时间(1min)过载容量系数； 1.4为IGBT 的I C 减小系数。

根据U cesp =987V ， I CS =5.5，考虑充足的安全余量选择型号为FUJI 公司的IGBT ，型号

1MBH05D_120。通过上述两种对IGBT 模块选择和理论计算，IGBT 模块选基本吻合的，这说明实际工作中所选用的IGBT 是可行的。

2.4.2 IGBT 的保护设计

（1）过电压保护

图2─2 IGBT过压保护电路

①电容C 的选取：根据 C=

I C (t fv -t f i ) U CE

；

一般电容不要选择过大，以0.1μF~0.2μF 为宜，否则电阻发热严重。（取C=0.2μF ） ②电阻的选择： R=

t on

其中t on -IGBT 最小导通时间； C-吸收缓冲电路中电容值。

在逆变频率为20kHz 则 D(占空比)=

t on

=ton ×f

T (周期)

ton =

D 0. 1==5 μs f 20⨯103

电源最小占空比为0.1，由R=

t on

确定阻值大小。所以，R=8.3Ω，取10Ω。 3C

3高频变压器的设计

3.1 高频变压器主要参数

高频变压器输出功率P =Pd=2000W; 原边绕组电压幅值U =537V；

T 1

次级输出电压U 20=I10V：开关频率f =20kHz；额定输出电流I 20=18.2A；

变压器效率η=0.9

3.2变压器磁芯的选择

适用于高频的磁芯材料有铁氧体磁芯，铁粉磁芯以及非晶合金。设计时，要查找三类磁芯

P T ⨯106

A P =A e A Q = （3.1）

2ηf s B m δK m K C

式中：

Ae 为磁芯截面积(cm）； AQ 为磁芯窗口面积（cm ）； PT 为变压器的标称输出功率（W ）； Bm 是磁芯工作的磁感应强度（G ）；

δ是线圈导线的电流密度，通常取δ=2～3(A/mm) ；

Km是窗口填充系数，一般取0.2～0.4； f s 为开关频率；

KC 是磁芯的填充系数，对于铁氧体K C =1.0。

要选取磁芯的A e A W 接近且大于式(1)中的A P 值。取δ=2A/mm

并将P T =2000W ； Km =0．4： KC =1.0；

f =2Ox103(Hz)：

为了多留些余地，可在减小主功率变压器的最大磁通密度B m =1000GS，等参数一起代人式(3.1)，得

2000⨯106

=69.4 A P =A e A W =3

2⨯0.9⨯20⨯10⨯1000⨯2⨯0. 4⨯1

拟选择EE 型磁芯，其外形如图3─1所示。

图3─1 EE型磁芯外形图其中A e 和A w 可按下面的式子进行估算。

A e =E ⨯C

A w =

⨯（D -E ）

根据图3─1中提供的磁芯尺寸，我们选择EE110/110，其磁芯尺寸参数如表3─1所示表3─1 EE型磁芯尺寸

则，A e =3. 6⨯3. 6=12.96cm ，A w =

7.1⨯（7.42-3.6）=13.56cm 2 2

因此EE118/170磁芯的功率容量为：

A P =A e ⨯A w =12. 96⨯13.56=175.7 而2000W 、20kHz 的开关电源的设计功率容量为： AP =69.4

可见它明显小于功率容量乘积值175.7，符合要求。

3.3高频变压器一次侧、二次侧绕组匝数计算

计算高频变压器原边绕组的匝数值：

V INMAX ⨯108U 1⨯108537⨯108

N P ====49. 5 3

4fB m A e 4fB m A e 4⨯20⨯10⨯1000⨯13. 56取原边匝数50砸。

计算高频变压器副边绕组的匝数值： N S =N P ⨯

U 20110

=50⨯=10. 2 U 10537

取整数时副边匝数为10砸。 3.4计算绕组导线线径及估算铜窗占有率

副边绕组导线截面积为： A C 2=

I 20

18. 2

=9. 1mm 2 2

表3─2 高频电流穿透铜导线的深度

因为f =20kHz , 所以允许采取的最大线径为d MAX =2∆=2⨯0.4673=0.935mm 如去表称直径为0.94毫米的公制漆包线，需要N 2=

A C29. 1

==13. 1股，取整为1323. 14⨯0. 472π（）

P T 20002

==2.07mm 。

ηU 10δ0.9⨯537⨯2

股并绕。

同理，对于变压器原边，其绕组导线截面积为A C1=

若同样取标称直径为0．94mm 的公制漆包线进行绕制的话，需要

N 1=

A C12. 07

==2. 9股，取整为3股并绕。

23. 14⨯0. 472π（）

铜窗的占有率估算如下：

0.4A W ≥N P N 1π() +N S N 2() ，即

0.4⨯1356≥50⨯3⨯3. 14⨯0. 47+10⨯13⨯3. 14⨯0. 47 得 542.4≥194.2

所以，铜窗是富裕的。此高频变压器计算参数基本符合要求。

d 2

4. 心得体会

总而言之，一分耕耘，一分收获。

5. 参考文献

[1]刘凤君. 逆变器用整流电源【M 】. 北京：机械出版社，2003，10. [2]陈国呈. 新型电力电子变换技术【M 】. 北京：电力出版社，2004.

[3]徐德鸿. 现代电力电子器件原理与应用技术【M 】. 北京：机械出版社，2008，1. [4]莫正康. 电力电子应用技术【M 】. 北京：机械出版社，2000，5.

[11]初中原. 基于IGBT 的150kHz 大功率感应加热电源的研究【D 】. 江南：江南大学，2008

附录2

元器件型号表

2kw逆变电源主电路设计电081

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