第４２卷第７期年月
电力电子技术
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．７，异步电机最大转矩电流比控制方法研究
俞荣凯，赵
坤，游小杰，邵闻博
（北京交通大学，北京１０００４４）
摘要：最大转矩电流比控制技术可以使同样负载下的电机定子电流达到最小，从而减小电机和逆变器的损耗，提高
整个系统的效率，同时也减小逆变器的电流应力，提高电机输出转矩的能力。主要对基于转子磁场定向的异步电机最大转矩电流比控制进行了分析讨论，并建立了数学模型。仿真和实验结果表明，设计的控制方案能够在轻载下减小定子电流，提高电机效率。
关键词：逆变器；异步电机；矢量控制；转矩／转子磁链中图分类号：ＴＭ４６４
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００８）０７－００３３－０２
ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎＭａｘｉｍｕｍＴｏｒｑｕｅｐｅｒＣｕｒｒｅｎｔＣｏｎｔｒｏｌｏｆＡｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＭｏｔｏｒ
ＹＵＲｏｎｇ－ｋａｉ，ＺＨＡＯＫｕｎ，ＹＯＵＸｉａｏ－ｊｉｅ，ＳＨＡＯＷｅｎ－ｂｏ
（ＢｅｉｊｉｎｇＪｉａｏｔｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂｅｉｊｉｎｇ１０００４４，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｕｎｄｅｒｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｔｏｒｑｕｅｐｅｒｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ，ｔｈｅｓｔａｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｏｆａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒｃａｎｂｅａｔｉｔｓｍｉｎｉｍｕｍｐｏｉｎｔｗｉｔｈｒｅｓｐｅｃｔｔｏａｎｙｇｉｖｅｎｐｏｗｅｒ，ｓｏｉｔｄｅｃｒｅａｓｅｓｔｈｅｅｎｅｒｇｙｌｏｓｓｏｆｔｈｅｍｏｔｏｒａｎｄｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｗｈｉｃｈｌｉｎｋｓｔｏｔｈｅｍｏｔｏｒ，ａｎｄｔｈｕｓｉｔｉｎｃｒｅａｓｅｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅｍａｘｉｍａｌｔｏｒｑｕｅｐｅｒｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒｂａｓｅｄｏｎｒｏｔｏｒｆｌｕｘ－ｏｒｉｅｎｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌａｒｅａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｉｎｄｉｃａｔｅｓｔｈｉｓｄｅｓｉｇｎａ－ｔｉｏｎｃａｎｄｉｍｉｎｉｓｈｔｈｅｓｔａｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｍｏｔｏｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒ；ｖｅｃｔｏｒｃｏｎｔｒｏｌ；ｔｏｒｑｕｅ／ｒｏｔｏｒｆｌｕｘ
１引言
目前，感应电机，特别是鼠笼式感应电机调速系统的应用领域越来越多，鉴于此，通常要求这些驱动系统要同时具有足够宽的调速范围和快速的转矩响应，而不考虑负载的变化。像恒压频比控制和磁场定
但对某些设备向控制等控制方法都会有这些要求［１］，
而言，混合动力汽车的电气驱动，能量的利用效率都尤为重要，因此提高能量利用率就成为驱动领域中一个重要的延伸。因而，亟待研究出一种既能使感应电机运行在最优效率点，又能使其在暂态过程中具有快速转矩响应的控制方法。
应电机的效率可用下式表示［４］：
２
ωｒωｓＬｍＲｒ（η＝１）ｒｓｍｒｓｒｒｓｍｓｓｒ由式（很容易得到最大效率时的转差频率为：１）ＲＲ２
（２）
ｒｍｓｒ这种控制方法不包括磁芯损耗，但仍被视为是感应电机的最小损耗控制。该控制方法需要精确的电机参数，控制器中参数的搭配将会在很大程度上影响电机的节能效果［３］。要想达到理论上的节能效果，实现起来较难。另外，该控制方法仅仅优化了电机的运行效率，对于包括逆变器在内的整个系统，因此时电机的定子电流ｉｓ并不是最小的，所以逆变器损耗也不是最小的；整个系统的效率也不是最高的。
最大转矩电流比控制（。采用该方法（３）ＭＴＰＡ）
可使ｉｓ达到最小，这样不仅能在一定范围内提高电机效率，而且还可减小与电机相连逆变器的电流应力，同时减小逆变器损耗，从而提高整个系统的效率［４］。
许多设备都要求电机能在高速区域运行，但由于电机额定电压的限制，传统的弱磁区域控制方法不能继续保持输出最大转矩，而电机最大转矩电流比控制则能在相同的转矩下使ｉｓ最小，这样既能充分地利用电机的电压电流限制范围，使电机输出的转矩最大。正是基于ＭＴＰＡ控制具有的上述优点，使越来越多的学者有兴趣对其进行研究。
ωｓ＝
!
２电机能量优化策略
在稳态情况下，有３种优化电机能量的方法：
（逼近式能量测量。它能够确定包括感应电机１）
和变换器在内的整个系统的最大效率，该方法无需电机参数，但需精确的在线测量输入功率。
（解析计算估算法。在建立电机损耗模型的基２）
础上，经过解析计算估算出最小损耗下的最优磁链命令，理论上它能使电机在各种运行条件下都达到最大效率。该方法的基本原理是将电机的损耗分为定子铜耗、转子铜耗、磁芯损耗、空载转矩损耗和杂
根据电机学原理可知，通过控制散损耗等几部分［２］，
电机转差率，可以控制电机损耗。在稳态运行下，感
定稿日期：２００８－０４－２２
作者简介：俞荣凯（１９８４－），男，浙江人，硕士，研究方向
为电力电子技术。
第４２卷第７期２００８年７月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．７Ｊｕｌｙ，２００８
３ＭＴＰＡ控制策略
在传统的矢量控制方法中，励磁电流通常是给定的恒定额定值，而不考虑随负载变化对励磁进行调整。这样，特别是在轻载情况下，电机效率就会有大幅度的下降。在一定的转矩下，通过适当的控制方
则不仅可提高电机效率，而且可减法使ｉｓ达到最小，
小与电机相连逆变器或者变频器的电流应力［２］。
在稳态情况下，电机的转矩方程为：
２
（Ｔｅ＝ｐｎＬｉｓｄｉｓｑ３）
ｒ
用电流指令表示为：
２Ｌｍ
Ｔｅ＝ｐｎｉｓｄ＊ｉｓｑ＊
ｒ
４ＭＴＰＡ控制系统的仿真与分析
根据对矢量控制的分析和比较，确定的异步电机最大转矩电流比控制方案如图１所示。给定转速和转速测量值进行比较，通过ＰＩ调节器后得到电流转矩分量指令ｉｓｑ１＊，它和给定励磁电流指令经过电流控制环节，即可得到ｉｓｄ＊，ｉｓｑ＊。此时，%
’（θωωｄｔ＝θｅ＝ｅｄｔ＝ｒ＋ωｓ１）ｒ＋θｓ１
（８）&
＊
’１ｉ＊ωｓ１＝
ｓｄ＊(
由式（可得，矢量控制时磁场定向所必需的８）
单位矢量，电机的定子电流经过坐标变换得到同步旋转坐标系下的电流返回值，电流指令值与之
再比较后经过ＰＩ调节器后得到电压指令ｕｓｄ＊，ｕｓｑ＊，
经过２ｒ／２ｓ变换后得到两相静止坐标系下的电压指令，对电机采用ＳＶＰＷＭ控制。
对该方案进行建模并进行仿真实验。电机的仿真
，定子漏感Ｌｓα参数：额定频率ｆｎ＝５０Ｈｚ，Ｒｓ＝０．１６０８Ω＝
极对数ｐｎ＝２，转子电阻Ｒｒ＝０．３１６４Ω，转子１．３８２ｍＨ，
漏感Ｌｒβ激磁电阻Ｒｍ＝１３．６５２２Ω，激磁电＝１．３８２ｍＨ，
感Ｌｍ＝２７．９ｍＨ。电机给定的转速指令为７５０ｒ／ｍｉｎ。负载转矩为２Ｎ・给定励磁电流为９Ａ时的仿真结ｍ，
在相同的负载转矩下，定果如图２所示。由图可见，
子电流有了明显的下降，使得电机效率有了明显的提高，即效率从０．２７提高到０．５７。
$$
（４）
式中：ｉｓｄ＊，ｉｓｑ＊为最大转矩电流比控制时的电流指令。
当电机达到稳态时，电机电流的返回值应该围
绕电流指令值的上下波动，最终达到基本相等，因此该控制方法是一种输入量控制。
则有：设电机定子的最大允许电流为Ｉｓｍａｘ，
（Ｉｓ２＝（ｉｓｄ２＋ｉｓｑ２）≤Ｉ２ｓｍａｘ５）
对于给定的转矩Ｔｅ，则ｉｓｄ＊ｉｓｑ＊是一定的，由数学原理可知：
ｅｒ
（６）
ｎｍ当且仅当两电流分量相等时取等号，此时定子电流取最小值。
Ｉｓ２＝（ｉｓｄ２＋ｉｓｑ２）≥#ｓｄｓｑ＝
#
ｅｒ
（７）
ｎｍ但是，这需要对电机进行转矩观测，并且需要电机参数的精确值，因此可利用在给定的转矩下，使ｉｓｄｉｓｑ不变来转换一下，即：ｉｓｄ＊ｉｓｑ＊＝ｉｓｄｉｓｑ。
在稳定状态下，设输入的定子电流转矩分量为
＊
则在对应的电机最终电流为ｉｓｄ＊＝ｉｓｑ＊＝ｉｓ，ｉｓｄ１＊，ｉｓｑ１＊，ＭＴＰＡ＝
ｉｓｄ，ＭＴＰＡ＝ｉｓｑ，ＭＴＰＡ＝ｉｓ，ＭＴＰＡ＝
#
图２电机效率变化曲线
可实现电机的最大转矩电流比。实现算#ｓｄ１ｓｑ１时，
法的具体步骤是在电机开始启动后，并不直接进入
而是直接使ｉｓｄ＊＝ｉｓｄ１＊，即让电机在最短的ＭＴＰＡ控制，
时间内达到稳态，当电机以额定励磁电流达到稳态
＊
以后，再进入ＭＴＰＡ控制。这时令ｉｓｄ＊＝ｉｓ，ＭＴＰＡ＝而转矩电流指令不变，这样便可减小输出#ｓｄ１ｓｑ１，
电磁转矩。此时因负载转矩不变，就会降低电机转速，增大与速度指令值的差。经过ＰＩ环节，使转矩电流逐渐增大，最终实现定子电流转矩分量与励磁分量指令值相等，从而实现最大转矩电流比控制。
５实验结果与分析
实验中电机参数：ｆｎ＝５０Ｈｚ，Ｒｓ＝２．７１５Ω，Ｌｓσ＝
，，１．３８２ｍＨ，ｐｎ＝２，Ｒｒ＝２．３７２４ΩＲｍ＝３．５７６６ΩＬｍ＝０．２
电机给定转速指令为９００ｒ／ｍｉｎ。负载转矩为５１２Ｈ，・给定励磁电流为
３．５４Ａ时的实验结果如图３２Ｎ
ｍ，所示。在非最小定子电流控制阶段，
定子电流转矩分量小于励磁分量，即ｉｓｄ１＊＞ｉｓｑ１＊。根据前面的讨论，这种情况下可以进行最大转矩电流比控制。
图３实验波形
图１异步电机ＭＴＰＡ控制方框图
当电流经过控制环节后，经过一段时间调整，转矩分量指令值也逐渐等于励磁分量，（下转第６１页）
ＺＶＳ全桥变换器尖峰抑制器的改进设计
作难度较大，而且因为尖峰抑制器串接在电路中，匝数过多直接影响整机效率，因此不适合用于大电流输出场合。另外，因传统尖峰抑制器由多匝绕组构成，匝间存在寄生电容，因而会降低高频阻抗，影响对高频干扰的抑制效果，因此必须加以改进。３．３尖峰抑制器的改进设计
提出的尖峰抑制器，主要从传统尖峰抑制器的损耗和制作工艺两方面进行了改进，适用于大电流输出
知，在确定主电路各参数后，尖峰抑变换器。由式（７）
制器的匝数Ｎ与Δ因此选用饱和磁通密ＢＡｅ成反比，
度高的磁芯材料，可保证较宽的磁通密度变化范围
选用有效面积较大的磁芯同样可减少匝数Ｎ，通ΔＢ；
过计算及电路调试，可使尖峰抑制器的匝数降低到
可选用Ｎ＝１。为了更进一步减少尖峰抑制器的损耗，
磁导率高的磁芯。由式（知，在大电流输出变换器１０）
的输出电流一定情况下，铜损与导线的阻抗成正比，因此减少传统尖峰抑制器的绕线，有利于降低铜损。
钴基非晶磁芯ＶＩＴＲＯＶＡＣ６０２５Ｚ具有高磁导率、低磁芯损耗、高矩形比（等特点，且饱和磁Ｂｓ／Ｂｒ）感应强度Ｂｓ＝０．８～１．２Ｔ，矫顽力Ｈｃ＜１Ａ／ｍ。矫顽力小，对应磁滞回线的面积小，磁芯铁损耗低。由于传统尖峰抑制器采用体积较大的磁芯多匝绕制而成，损耗大，不适合大功率场合，而改进后的尖峰抑制器采用高磁导率的磁芯，未增加额外绕组，无额外损耗，所以适合用于输出电流较大的变换器中。
进设计后电路的工作正常；图５ｄ中的ｕＶＤ最大值约
为４０Ｖ，远小于整流管最大反向电压值１００Ｖ。结果证明，改进后的尖峰抑制器能有效抑制输出整流管的尖峰电压及其高频振荡。
图５
实验波形
５结论
介绍了一种用于ＺＶＳ移相全桥变换器的改进型尖峰抑制器。它能很好地抑制次级整流管的尖峰和高频振荡，提高变换器的电磁兼容性。由于该抑制器未引入额外导线，体积小，安装方便，克服了传统抑制器传导损耗大，制作难的缺点，因此特别适合用于输出电流较大的变换器。实验结果证明了尖峰抑制器设计的正确性及其对输出整流二极管尖峰电压抑制的效果。这对设计和制作大功率开关电源有一定的参考价值。
４实验结果
参考文献
［１］
ＪＡＳａｂａｔｅ，ＶＶｌａｔｋｏｖｉｃ，ＲＢＲｉｄｌｅｙ，ＦＣＬｅｅ．Ｈｉｇｈ－ＶｏｌｔａｇｅＨｉｇｈ－ｐｏｗｅｒＺＶＳＦｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅＰＷＭＣｏｎｖｅｒｔｅｒＥｍｐｌｏｙｉｎｇ
（：９１［Ｃ］．１９９１，３）１５８－ａｎＡｃｔｉｖｅＳｎｕｂｂｅｒ［Ａ］．ＩＥＥＥＰＥＳＣ’［２］
１６３．
胡育文，丁志刚，游志青．变压器副边电流箝位ＤＣ－ＤＣＺＶＳ全桥变换器［Ｊ］．中国电机工程学报，：２００３，２３（１２）１５３－［３］［４］［５］
１５９．
李序葆，赵永建．电力电子器件及其应用［Ｍ］．北京：机械工业出版社，２０００．刘学超，张波．改进型零电压开关ＰＷＭ三电平直流变换器［Ｊ］．电力电子技术，：２００３，３７（３）３７－３８．
汤蕴璆，史乃．电机学［Ｍ］．北京：机械工业出版社，１９９９．ｔｒｏｌＳｔｒａｔｅｇｙｏｆＩｎｄｕｃｔｉｏｎＭｏｔｏｒｓｆｏｒｔｈｅＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｏｆＢｏｔｈＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙａｎｄＴｏｒｑｕｅＲｅｓｐｏｎｓｅ［Ａ］．Ｔｈｅ３０ｔｈＡｎｎｕａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｆｔｈｅＩＥＥＥＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｏｃｉｅｔｙ［Ｃ］．
１４０５－１４１０．２００４：［２］［３］［４］
汤蕴缪．电机学［Ｍ］．哈尔滨：哈尔滨理工大学出版社，２００４．
陈顺中．异步电机矢量控制方案的研究［Ｄ］．北京：北京交通大学，２００７．
常进，张曾科，钱利民．基于空间电压矢量的感应电机每安培最大转矩控制［Ｊ］．控制与决策，：２００６，２１（８）９５３－９５６．
为了验证改进后尖峰抑制器的工作性能，设计
制造了一台３ｋＷ／２００ＡＺＶＳ移相全桥变换器样机。样机参数：三相交流输入电压ｕｉｎ＝（额３８０±２０％）Ｖ；定输出电压为Ｕｏ＝１５Ｖ。输出整流管型号为ＭＢＲＰ４００１００ＣＴ。图５ａ为未添加尖峰抑制器，ｕｉｎ＝
其尖峰值２００Ｖ时整流管两端的输出电压ｕＶＤ波形，
超过正常值约２倍；图５ｂ为添加尖峰抑制器后的ｕＶＤ波形；图５ｃ为样机在ｕｉｎ＝３８０Ｖ满载工作时的初
图５ｄ为相同条件下的ｕＶＤ波形。由级电流ｉｐ波形；
图５可见，添加尖峰抑制器对ｕＶＤ的影响很大，尖峰抑制器几乎能完全消除电压尖峰；图５ｃ，ｄ显示了改ＭＴＰＡ控制。这也可以从图３ｂ看到，定子电流有了明显的下降。
（上接第３４页）从而实现了
!!!!!!!!!!!!!!! !!!!!!!!!!!!!!! !!!!!!!! ６
结束语
由电机的加轻载实验得到了可靠的实验数据。通过实验结果可以看到，设计的控制方案能够在轻载下实现ＭＴＰＡ控制，即在给定转矩下，减小了定子电流，使电机的效率有了明显的提高。
参考文献
［１］
ＹａｎｇＧｅｎｇ，ＳｅｎｉｏｒＭｅｍｂｅｒ，ＧｅｎｇＨｕａ，ｅｔａｌ．ＡＮｏｖｅｌＣｏｎ－
第４２卷第７期年月
电力电子技术
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．７，异步电机最大转矩电流比控制方法研究
俞荣凯，赵
坤，游小杰，邵闻博
（北京交通大学，北京１０００４４）
摘要：最大转矩电流比控制技术可以使同样负载下的电机定子电流达到最小，从而减小电机和逆变器的损耗，提高
整个系统的效率，同时也减小逆变器的电流应力，提高电机输出转矩的能力。主要对基于转子磁场定向的异步电机最大转矩电流比控制进行了分析讨论，并建立了数学模型。仿真和实验结果表明，设计的控制方案能够在轻载下减小定子电流，提高电机效率。
关键词：逆变器；异步电机；矢量控制；转矩／转子磁链中图分类号：ＴＭ４６４
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００８）０７－００３３－０２
ＲｅｓｅａｒｃｈｏｎＭａｘｉｍｕｍＴｏｒｑｕｅｐｅｒＣｕｒｒｅｎｔＣｏｎｔｒｏｌｏｆＡｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＭｏｔｏｒ
ＹＵＲｏｎｇ－ｋａｉ，ＺＨＡＯＫｕｎ，ＹＯＵＸｉａｏ－ｊｉｅ，ＳＨＡＯＷｅｎ－ｂｏ
（ＢｅｉｊｉｎｇＪｉａｏｔｏｎｇＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂｅｉｊｉｎｇ１０００４４，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｕｎｄｅｒｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｔｏｒｑｕｅｐｅｒｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙ，ｔｈｅｓｔａｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｏｆａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒｃａｎｂｅａｔｉｔｓｍｉｎｉｍｕｍｐｏｉｎｔｗｉｔｈｒｅｓｐｅｃｔｔｏａｎｙｇｉｖｅｎｐｏｗｅｒ，ｓｏｉｔｄｅｃｒｅａｓｅｓｔｈｅｅｎｅｒｇｙｌｏｓｓｏｆｔｈｅｍｏｔｏｒａｎｄｔｈｅｉｎｖｅｒｔｅｒｗｈｉｃｈｌｉｎｋｓｔｏｔｈｅｍｏｔｏｒ，ａｎｄｔｈｕｓｉｔｉｎｃｒｅａｓｅｓｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅｍａｘｉｍａｌｔｏｒｑｕｅｐｅｒｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒｂａｓｅｄｏｎｒｏｔｏｒｆｌｕｘ－ｏｒｉｅｎｔｅｄｃｏｎｔｒｏｌａｒｅａｎａｌｙｚｅｄａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｉｎｄｉｃａｔｅｓｔｈｉｓｄｅｓｉｇｎａ－ｔｉｏｎｃａｎｄｉｍｉｎｉｓｈｔｈｅｓｔａｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｍｏｔｏｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｍｏｔｏｒ；ｖｅｃｔｏｒｃｏｎｔｒｏｌ；ｔｏｒｑｕｅ／ｒｏｔｏｒｆｌｕｘ
１引言
目前，感应电机，特别是鼠笼式感应电机调速系统的应用领域越来越多，鉴于此，通常要求这些驱动系统要同时具有足够宽的调速范围和快速的转矩响应，而不考虑负载的变化。像恒压频比控制和磁场定
但对某些设备向控制等控制方法都会有这些要求［１］，
而言，混合动力汽车的电气驱动，能量的利用效率都尤为重要，因此提高能量利用率就成为驱动领域中一个重要的延伸。因而，亟待研究出一种既能使感应电机运行在最优效率点，又能使其在暂态过程中具有快速转矩响应的控制方法。
应电机的效率可用下式表示［４］：
２
ωｒωｓＬｍＲｒ（η＝１）ｒｓｍｒｓｒｒｓｍｓｓｒ由式（很容易得到最大效率时的转差频率为：１）ＲＲ２
（２）
ｒｍｓｒ这种控制方法不包括磁芯损耗，但仍被视为是感应电机的最小损耗控制。该控制方法需要精确的电机参数，控制器中参数的搭配将会在很大程度上影响电机的节能效果［３］。要想达到理论上的节能效果，实现起来较难。另外，该控制方法仅仅优化了电机的运行效率，对于包括逆变器在内的整个系统，因此时电机的定子电流ｉｓ并不是最小的，所以逆变器损耗也不是最小的；整个系统的效率也不是最高的。
最大转矩电流比控制（。采用该方法（３）ＭＴＰＡ）
可使ｉｓ达到最小，这样不仅能在一定范围内提高电机效率，而且还可减小与电机相连逆变器的电流应力，同时减小逆变器损耗，从而提高整个系统的效率［４］。
许多设备都要求电机能在高速区域运行，但由于电机额定电压的限制，传统的弱磁区域控制方法不能继续保持输出最大转矩，而电机最大转矩电流比控制则能在相同的转矩下使ｉｓ最小，这样既能充分地利用电机的电压电流限制范围，使电机输出的转矩最大。正是基于ＭＴＰＡ控制具有的上述优点，使越来越多的学者有兴趣对其进行研究。
ωｓ＝
!
２电机能量优化策略
在稳态情况下，有３种优化电机能量的方法：
（逼近式能量测量。它能够确定包括感应电机１）
和变换器在内的整个系统的最大效率，该方法无需电机参数，但需精确的在线测量输入功率。
（解析计算估算法。在建立电机损耗模型的基２）
础上，经过解析计算估算出最小损耗下的最优磁链命令，理论上它能使电机在各种运行条件下都达到最大效率。该方法的基本原理是将电机的损耗分为定子铜耗、转子铜耗、磁芯损耗、空载转矩损耗和杂
根据电机学原理可知，通过控制散损耗等几部分［２］，
电机转差率，可以控制电机损耗。在稳态运行下，感
定稿日期：２００８－０４－２２
作者简介：俞荣凯（１９８４－），男，浙江人，硕士，研究方向
为电力电子技术。
第４２卷第７期２００８年７月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４２，Ｎｏ．７Ｊｕｌｙ，２００８
３ＭＴＰＡ控制策略
在传统的矢量控制方法中，励磁电流通常是给定的恒定额定值，而不考虑随负载变化对励磁进行调整。这样，特别是在轻载情况下，电机效率就会有大幅度的下降。在一定的转矩下，通过适当的控制方
则不仅可提高电机效率，而且可减法使ｉｓ达到最小，
小与电机相连逆变器或者变频器的电流应力［２］。
在稳态情况下，电机的转矩方程为：
２
（Ｔｅ＝ｐｎＬｉｓｄｉｓｑ３）
ｒ
用电流指令表示为：
２Ｌｍ
Ｔｅ＝ｐｎｉｓｄ＊ｉｓｑ＊
ｒ
４ＭＴＰＡ控制系统的仿真与分析
根据对矢量控制的分析和比较，确定的异步电机最大转矩电流比控制方案如图１所示。给定转速和转速测量值进行比较，通过ＰＩ调节器后得到电流转矩分量指令ｉｓｑ１＊，它和给定励磁电流指令经过电流控制环节，即可得到ｉｓｄ＊，ｉｓｑ＊。此时，%
’（θωωｄｔ＝θｅ＝ｅｄｔ＝ｒ＋ωｓ１）ｒ＋θｓ１
（８）&
＊
’１ｉ＊ωｓ１＝
ｓｄ＊(
由式（可得，矢量控制时磁场定向所必需的８）
单位矢量，电机的定子电流经过坐标变换得到同步旋转坐标系下的电流返回值，电流指令值与之
再比较后经过ＰＩ调节器后得到电压指令ｕｓｄ＊，ｕｓｑ＊，
经过２ｒ／２ｓ变换后得到两相静止坐标系下的电压指令，对电机采用ＳＶＰＷＭ控制。
对该方案进行建模并进行仿真实验。电机的仿真
，定子漏感Ｌｓα参数：额定频率ｆｎ＝５０Ｈｚ，Ｒｓ＝０．１６０８Ω＝
极对数ｐｎ＝２，转子电阻Ｒｒ＝０．３１６４Ω，转子１．３８２ｍＨ，
漏感Ｌｒβ激磁电阻Ｒｍ＝１３．６５２２Ω，激磁电＝１．３８２ｍＨ，
感Ｌｍ＝２７．９ｍＨ。电机给定的转速指令为７５０ｒ／ｍｉｎ。负载转矩为２Ｎ・给定励磁电流为９Ａ时的仿真结ｍ，
在相同的负载转矩下，定果如图２所示。由图可见，
子电流有了明显的下降，使得电机效率有了明显的提高，即效率从０．２７提高到０．５７。
$$
（４）
式中：ｉｓｄ＊，ｉｓｑ＊为最大转矩电流比控制时的电流指令。
当电机达到稳态时，电机电流的返回值应该围
绕电流指令值的上下波动，最终达到基本相等，因此该控制方法是一种输入量控制。
则有：设电机定子的最大允许电流为Ｉｓｍａｘ，
（Ｉｓ２＝（ｉｓｄ２＋ｉｓｑ２）≤Ｉ２ｓｍａｘ５）
对于给定的转矩Ｔｅ，则ｉｓｄ＊ｉｓｑ＊是一定的，由数学原理可知：
ｅｒ
（６）
ｎｍ当且仅当两电流分量相等时取等号，此时定子电流取最小值。
Ｉｓ２＝（ｉｓｄ２＋ｉｓｑ２）≥#ｓｄｓｑ＝
#
ｅｒ
（７）
ｎｍ但是，这需要对电机进行转矩观测，并且需要电机参数的精确值，因此可利用在给定的转矩下，使ｉｓｄｉｓｑ不变来转换一下，即：ｉｓｄ＊ｉｓｑ＊＝ｉｓｄｉｓｑ。
在稳定状态下，设输入的定子电流转矩分量为
＊
则在对应的电机最终电流为ｉｓｄ＊＝ｉｓｑ＊＝ｉｓ，ｉｓｄ１＊，ｉｓｑ１＊，ＭＴＰＡ＝
ｉｓｄ，ＭＴＰＡ＝ｉｓｑ，ＭＴＰＡ＝ｉｓ，ＭＴＰＡ＝
#
图２电机效率变化曲线
可实现电机的最大转矩电流比。实现算#ｓｄ１ｓｑ１时，
法的具体步骤是在电机开始启动后，并不直接进入
而是直接使ｉｓｄ＊＝ｉｓｄ１＊，即让电机在最短的ＭＴＰＡ控制，
时间内达到稳态，当电机以额定励磁电流达到稳态
＊
以后，再进入ＭＴＰＡ控制。这时令ｉｓｄ＊＝ｉｓ，ＭＴＰＡ＝而转矩电流指令不变，这样便可减小输出#ｓｄ１ｓｑ１，
电磁转矩。此时因负载转矩不变，就会降低电机转速，增大与速度指令值的差。经过ＰＩ环节，使转矩电流逐渐增大，最终实现定子电流转矩分量与励磁分量指令值相等，从而实现最大转矩电流比控制。
５实验结果与分析
实验中电机参数：ｆｎ＝５０Ｈｚ，Ｒｓ＝２．７１５Ω，Ｌｓσ＝
，，１．３８２ｍＨ，ｐｎ＝２，Ｒｒ＝２．３７２４ΩＲｍ＝３．５７６６ΩＬｍ＝０．２
电机给定转速指令为９００ｒ／ｍｉｎ。负载转矩为５１２Ｈ，・给定励磁电流为
３．５４Ａ时的实验结果如图３２Ｎ
ｍ，所示。在非最小定子电流控制阶段，
定子电流转矩分量小于励磁分量，即ｉｓｄ１＊＞ｉｓｑ１＊。根据前面的讨论，这种情况下可以进行最大转矩电流比控制。
图３实验波形
图１异步电机ＭＴＰＡ控制方框图
当电流经过控制环节后，经过一段时间调整，转矩分量指令值也逐渐等于励磁分量，（下转第６１页）
ＺＶＳ全桥变换器尖峰抑制器的改进设计
作难度较大，而且因为尖峰抑制器串接在电路中，匝数过多直接影响整机效率，因此不适合用于大电流输出场合。另外，因传统尖峰抑制器由多匝绕组构成，匝间存在寄生电容，因而会降低高频阻抗，影响对高频干扰的抑制效果，因此必须加以改进。３．３尖峰抑制器的改进设计
提出的尖峰抑制器，主要从传统尖峰抑制器的损耗和制作工艺两方面进行了改进，适用于大电流输出
知，在确定主电路各参数后，尖峰抑变换器。由式（７）
制器的匝数Ｎ与Δ因此选用饱和磁通密ＢＡｅ成反比，
度高的磁芯材料，可保证较宽的磁通密度变化范围
选用有效面积较大的磁芯同样可减少匝数Ｎ，通ΔＢ；
过计算及电路调试，可使尖峰抑制器的匝数降低到
可选用Ｎ＝１。为了更进一步减少尖峰抑制器的损耗，
磁导率高的磁芯。由式（知，在大电流输出变换器１０）
的输出电流一定情况下，铜损与导线的阻抗成正比，因此减少传统尖峰抑制器的绕线，有利于降低铜损。
钴基非晶磁芯ＶＩＴＲＯＶＡＣ６０２５Ｚ具有高磁导率、低磁芯损耗、高矩形比（等特点，且饱和磁Ｂｓ／Ｂｒ）感应强度Ｂｓ＝０．８～１．２Ｔ，矫顽力Ｈｃ＜１Ａ／ｍ。矫顽力小，对应磁滞回线的面积小，磁芯铁损耗低。由于传统尖峰抑制器采用体积较大的磁芯多匝绕制而成，损耗大，不适合大功率场合，而改进后的尖峰抑制器采用高磁导率的磁芯，未增加额外绕组，无额外损耗，所以适合用于输出电流较大的变换器中。
进设计后电路的工作正常；图５ｄ中的ｕＶＤ最大值约
为４０Ｖ，远小于整流管最大反向电压值１００Ｖ。结果证明，改进后的尖峰抑制器能有效抑制输出整流管的尖峰电压及其高频振荡。
图５
实验波形
５结论
介绍了一种用于ＺＶＳ移相全桥变换器的改进型尖峰抑制器。它能很好地抑制次级整流管的尖峰和高频振荡，提高变换器的电磁兼容性。由于该抑制器未引入额外导线，体积小，安装方便，克服了传统抑制器传导损耗大，制作难的缺点，因此特别适合用于输出电流较大的变换器。实验结果证明了尖峰抑制器设计的正确性及其对输出整流二极管尖峰电压抑制的效果。这对设计和制作大功率开关电源有一定的参考价值。
４实验结果
参考文献
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为了验证改进后尖峰抑制器的工作性能，设计
制造了一台３ｋＷ／２００ＡＺＶＳ移相全桥变换器样机。样机参数：三相交流输入电压ｕｉｎ＝（额３８０±２０％）Ｖ；定输出电压为Ｕｏ＝１５Ｖ。输出整流管型号为ＭＢＲＰ４００１００ＣＴ。图５ａ为未添加尖峰抑制器，ｕｉｎ＝
其尖峰值２００Ｖ时整流管两端的输出电压ｕＶＤ波形，
超过正常值约２倍；图５ｂ为添加尖峰抑制器后的ｕＶＤ波形；图５ｃ为样机在ｕｉｎ＝３８０Ｖ满载工作时的初
图５ｄ为相同条件下的ｕＶＤ波形。由级电流ｉｐ波形；
图５可见，添加尖峰抑制器对ｕＶＤ的影响很大，尖峰抑制器几乎能完全消除电压尖峰；图５ｃ，ｄ显示了改ＭＴＰＡ控制。这也可以从图３ｂ看到，定子电流有了明显的下降。
（上接第３４页）从而实现了
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结束语
由电机的加轻载实验得到了可靠的实验数据。通过实验结果可以看到，设计的控制方案能够在轻载下实现ＭＴＰＡ控制，即在给定转矩下，减小了定子电流，使电机的效率有了明显的提高。
参考文献
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